Serwisy partnerskie:
Close icon
Serwisy partnerskie

Taki zwyczajny zasilacz... Część 2 – Koncepcja realizacji, schematy, dobór MOSFET-a

Na prośbę Czytelników wznowiliśmy dział Kuchnia Konstruktora oraz opis procedury projektowania uniwersalnego modułu zasilacza. W poprzednim miesiącu omówiliśmy podstawowe założenia koncepcyjne i stworzyliśmy wstępny schemat. Droga do realizacji finalnej wersji będzie zapewne długa i usiana problemami. Ale od czegoś trzeba zacząć.
Article Image

Trzeba zbudować jakąś wersję podstawową, żeby sprawdzić, czy przyjęta koncepcja jest prawidłowa. Potem można ją rozbudowywać i ulepszać.

Kolejne wersje eksperymentalne można budować na płytce stykowej albo w pająku. Jednak każda wersja musi zawierać komplet podstawowych obwodów. Docelowo moduł ma znaleźć zastosowanie praktyczne. Dlatego sensowne byłoby już na początku zbudować taką wersję próbną, która pozwoli też przetestować i zweryfikować kluczowe aspekty, związane z praktycznym wykorzystaniem.

Problem w tym, że sposób narysowania schematu zupełnie nie odzwierciedla szczegółów fizycznej realizacji. Na schemacie ideowym nie widać żadnych elementów pasożytniczych, a przecież różne szkodliwe rezystancje, a także pojemności i indukcyjności mogą poważnie pogorszyć parametry. Jeżeli chcemy uzyskać zasilacz precyzyjny, to obowiązkowo musimy zastanowić się nad wpływem tych czynników pasożytniczych.

Rys.1 Budowa uniwersalnego modułu zasilacza

W przypadku urządzeń w.cz. i szybkich układów przełączających kluczowe znaczenie ma minimalizacja szkodliwych indukcyjności i pojemności. Nasz zasilacz zapewne bardzo szybki nie będzie, ale niewątpliwie musimy zwrócić baczną uwagę na wszelkie szkodliwe rezystancje i spadki napięć na nich występujące. A jeżeli tak, to trzeba zacząć niejako od końca i zastanowić się, jak finalny zasilacz miałby wyglądać w praktyce.

Zapewne będzie umieszczony w obudowie, prawdopodobnie metalowej. Płytka modułu stabilizatora ma być jak najbardziej uniwersalna, więc na pewno nie powinna zawierać głównego MOSFET- a regulacyjnego, który zapewne będzie zamontowany na jakimś solidnym radiatorze. Radiator z reguły umieszczany jest gdzieś na tylnej ściance obudowy. A zaciski wyjściowe najczęściej umieszczone są na płycie czołowej, wraz z elementami sterującymi i wskaźnikami. Gdzieś pomiędzy ma być płytka stabilizatora. To prowadzi do budowy mniej więcej jak na rysunku 1.

Jak minimalizować szkodliwe rezystancje w zasilaczu?

Na pewno trzeba minimalizować długość obwodów, gdzie płyną duże prądy, co jest zaznaczone pomarańczowym kolorem na rysunku 2. Nie wiadomo jednak, jakie będą źródła zasilania (zasilacz niestabilizowany z klasycznym transformatorem toroidalnym, akumulatory, zasilacz impulsowy, ...).

Przyszły zasilacz może być jedynie małą przystawką, zawierającą tylko elementy pokazane na rysunku 1, ale obudowa może też zawierać transformator czy gotowy zasilacz i wtedy rozmiary i długości przewodów będą większe. W każdym przypadku ważne jest nie tylko skracanie przewodów przewodzących duży prąd, ale też prawidłowe dołączenie obwodów sygnałowych do obwodów mocy.

Rys.2 Minimalizacja długości obwodów, gdzie płyną duże prądy (pomarańczowy kolor)

Wszystkie połączenia mogłyby być lutowane, ale bardzo często wykorzystujemy wygodne zaciski śrubowe. Można zaciski śrubowe umieścić na płytce, a można też zastosować oddzielną łączówkę dla połączeń wysokoprądowych. Wtedy przez płytkę nie będą płynąć duże prądy i będzie ona dołączona tylko kilkoma przewodami, w minimalnej wersji sześcioma.

Na pewno potrzebne jest połączenie masy i zasilania. Do sterowania MOSFET-a zasadniczo wystarczy jedynie jeden przewód prowadzący do jego bramki, ale do płytki na pewno musi być też dołączony dodatni biegun głównego napięcia zasilania (dren MOSFET-a) z uwagi na dołączenie „na górze” przetwornicy „bramkowej”. I dwa przewody pomiaru napięcia i prądu. Razem sześć.

Rys.3 Dwa sposoby realizacji połączeń - moduł zasilacza

Rysunek 3 pokazuje dwa przykłady realizacji. Ten pierwszy jest dużo gorszy, choćby tylko dlatego, że na pomiar napięcia wyjściowego i prądu mają wpływ rezystancje dość długich przewodów prowadzących do zacisków wyjściowych. A przecież interesuje nas napięcie na zaciskach wyjściowych i prąd tam płynący. Aby je prawidłowo zmierzyć, na pewno masa płytki drukowanej powinna być bezpośrednio dołączona do wyjściowego zacisku ujemnego.

Rys.4 Rozmieszczenie zacisków

Pomiar prądu polega na monitorowaniu spadku napięcia na małym rezystorze RP, więc rezystor ten powinien być umieszczony jak najbliżej zacisku ujemnego (masy), żeby zminimalizować spadek napięcia na przewodach, który może być niewiele mniejszy niż napięcie pomiarowe z rezystancji RP. Wersja z rysunku 3b jest dużo lepsza. Wprawdzie płytka dołączona jest tu siedmioma przewodami, ale dwa zaciski masy tylko polepszają sytuację, a punktem centralnym masy jest ujemny zacisk napięcia wyjściowego.

Wersja z oddzielną łączówką z zaciskami śrubowymi jest jak najbardziej akceptowalna. Ale ja postanowiłem zaciski (nazywane ARK) umieścić na płytce drukowanej, co uczyni konstrukcję bardziej kompaktową. Zaciski śrubowe do wlutowania w płytkę nie są przelotowe i mają różne wielkości.

Na pewno w głównym obwodzie dużego prądu należałoby zastosować większe, w obwodach sterujących można dać mniejsze. Wszystkie będą umieszczone na płytce, która stanie się punktem centralnym. Można je rozmieścić na wiele sensownych sposobów. Jeden z nich widoczny jest na rysunku 4. I właśnie ten rysunek stał się podstawą mojego minimalistycznego modelu, pokazanego na fotografii tytułowej oraz na fotografii 5.

Fot.5 Rozmieszczenie zacisków

Schemat tego podstawowego modułu znacznie różni się od koncepcyjnego z rysunku 2. Na razie nie ma w nim rezystora pomiarowego RP i obwodów pomiaru prądu. W tym pierwszym prototypie obwody zasilania napięciem 5V oraz przetwornicy „bramkowej” są bardziej rozbudowane. Umieszczone są na oddzielnej płytce wtykanej w płytkę główną. Wykorzystałem dwie płytki uniwersalne, w tym połowę taniej chińskiej „jednostronnej” na papierowym laminacie FR-2 (fotografia 6).

Fot.6 Połowa taniej chińskiej płytki „jednostronnej” na papierowym laminacie FR-2

Schemat tego, jak na razie skromnego modelu, zamieszczony jest na rysunku 7. Jest to niewątpliwie schemat ideowy, ale jest narysowany tak, by odzwierciedlał też fizyczną realizację układu prototypowego.

Jak widać, na razie jest to tylko stabilizator napięcia, bez pomiaru i ogranicznika prądu. W pierwszym modelu wykorzystałem tylko połowę najpopularniejszej kostki LM358 (U3a). Wyjście wzmacniacza operacyjnego, poprzez rezystor R10, steruje pracującym w układzie wspólnej bazy tranzystorem T3. Według rysunków z poprzedniego odcinka, w obwodzie kolektora tranzystora T3 powinien być włączony rezystor „bramkowy” RG.

Rys.7 Schemat ideowy - moduł zasilania

Jednak jeżeli moduł ma być uniwersalny i pracować przy bardzo różnych napięciach zasilania, wykorzystanie obciążenia w postaci rezystora nie jest dobrym rozwiązaniem, bo zależnie od maksymalnego napięcia zasilania głównego należałoby dobierać wartość tego rezystora. Problem rozwiązuje (ale inny tworzy, o czym jeszcze będziemy mówić) zamiana rezystora RG na źródło prądowe. I w tym przypadku funkcję źródła prądowego pełni tranzystor T1, o czym za chwilę. Sygnał z kolektorów T1, T3 podawany jest na bramkę głównego MOSFET-a regulacyjnego TR.

Obwody zasilania 

Jeżeli chodzi o obwody zasilania, to dodałem wejściowy stabilizator LM317 (U1) ze sporym radiatorem, dający napięcie wyjściowe około 5,5V, co umożliwia zasilanie płytki napięciem niestabilizowanym z szerokiego zakresu 7,5...15V. Ale moduł ma też bezpośrednie wejście 5-woltowe, gdzie możemy podać napięcie zasilania o wartości 5...5,5V. Sprawdziłem, że podanie na wyjście nieczynnego stabilizatora U1 napięcia 5,5V (a nawet znacznie większego) nie ma żadnych złych skutków.

Ponieważ nie miałem w zapasach małej przetwornicy izolowanej 5V/12V, wykorzystałem posiadaną 5V/±15V i jej wyjściowe napięcie dodatnie 15V. Przy zasilaniu 5,4V ta przetwornica daje na wyjściu ponad 17V. Potrzebne źródło prądowe w kolektorze T3 można zrealizować na różne sposoby. Ja postanowiłem wykorzystać stabilizator LM317 w małej wersji L (LM317L).

Rys.8 Wykorzystanie stabilizatora LM317L

Pomysł według rysunku 8a opiera się na fakcie, że tego typu stabilizatory podczas pracy utrzymują między swoim wyjściem a końcówką ADJ(ust) niezmienne napięcie 1,25V. W wersji z rysunku 8a na rezystorze występuje napięcie około pół wolta, będące różnicą między 1,25V i napięciem UBE tranzystora T1. Z uwagi na znaczny wpływ temperatury na napięcie UBE (–2mV/°C) stabilność cieplna takiego źródła prądu nie jest idealna, ale w tym zastosowaniu byłaby całkowicie wystarczająca.

Warto wiedzieć, że stabilność cieplną takiego źródła prądowego można zdecydowanie polepszyć, dodając według rysunku 8b złącze diodowe (termicznie połączone z T1), które skompensuje cieplne zmiany napięcia UBE tranzystora. Stąd na rysunku 7 dioda D1 (w tym zastosowaniu wcale niekonieczna).

W moim prototypowym układzie od razu zamontowałem też drugie źródło prądowe z tranzystorem T2 i rezystorem R8 w obwodzie bazy. Elementy te będą potrzebne później.

Dociekliwi Czytelnicy zapewne zdziwią się, widząc na schemacie diody D2, D3. Nie są one niezbędne, a w warunkach normalnej pracy nie pełnią żadnej sensownej funkcji. Po swoich doświadczeniach dodałem je do układu testowego na wszelki wypadek, żeby w nietypowych sytuacjach źródło prądowe z T1 nie zakłócało pracy stabilizatora U2. Straciłem bowiem sporo czasu na szukanie związanego z tym błędu.

Z powodu trywialnego braku połączenia emitera T3 z rezystorem T10 nie mógł płynąć prąd przez tranzystor T3. Górny tranzystor T1 źródła prądowego nie mógł wtedy normalnie pracować, bo nie płynął prąd jego kolektora. Prąd płynął jednak przez rezystor R6 i złącze E-B T1, co zwiększało spadek napięcia na R5, a przez to napięcie wyjściowe stabilizatora U2 rosło do maksimum. Pomiary napięć sugerowały, że uszkodzony jest stabilizator U2. Dopiero dokładniejsza analiza pokazała, że błąd leży gdzie indziej. Obecność D2, D3 powoduje, że przy braku prądu kolektora T3 prąd kolektora tranzystora T1 popłynie przez te diody, nie zakłócając pracy stabilizatora U2

Jeżeli chodzi o rozważania konstrukcyjno-projektowe, to po namyśle i po przejrzeniu katalogów zastosowałem w roli T1, T2, T3 popularne tranzystory BC546, BC556, które mają dopuszczalne napięcie UCE równe aż 65 woltów. Pozwolą one na bezpieczną pracę nawet przy głównym napięciu zasilającym ponad 50V, choć na razie aż tak dużego napięcia nie przewidujemy.

Tranzystory BC5x6 mają maksymalny prąd kolektora 100mA, co nie jest istotne, oraz maksymalną moc strat 625mW, co z kolei jest ważne. Mianowicie gdyby napięcie na tranzystorze wynosiło ponad 60V, to mógłby on pracować z prądem do 10mA (625mW – 10mA *62,5V). Po pierwsze w naszym zasilaczu napięcia będą niższe, po drugie prąd może być mniejszy od 10mA. Na początek przewidziałem prąd około 5mA (przy wartości R6 = 270Ω prąd kolektorów T1, T3 w modelu wyniósł 4,55mA). 270-omowy rezystor R6 wlutowałem „na długich nóżkach”, żeby później sprawdzić, czy można ten prąd zmniejszyć bez szkody dla parametrów zasilacza.

W układzie pracy tranzystora ze wspólną bazą wzmocnienie napięciowe jest wyznaczone przez stosunek rezystancji kolektorowej do emiterowej. W tym przypadku rezystor emiterowy R10 ma wartość tylko 100Ω, a impedancja źródła prądowego w kolektorze jest ogromna. Oznacza to, że tranzystor T3 będzie miał bardzo duże wzmocnienie napięciowe, na pewno zdecydowanie powyżej 100×. Do tego dojdzie wzmocnienie napięciowe wzmacniacza operacyjnego, który tu (na razie) pracuje z otwartą pętlą. Wzmacniacze operacyjne LM358 według katalogu mają wzmocnienie z otwarta pętlą typowo 100000x, więc wypadkowe wzmocnienie napięciowe w pętli przekroczy 10 milionów razy.

Tak wielkie wzmocnienie to prawie pewnik, że układ będzie się chciał wzbudzać. Walka z samowzbudzeniem zapewne będzie jednym z najtrudniejszych zadań, o ile będzie nam zależeć na parametrach dynamicznych zasilacza. Ale to problem na przyszłość.

Na razie omówmy inny bardzo ważny w praktyce szczegół: dlaczego w układzie zastosowany został rezystor R9 w obwodzie bazy T3?

Być może wykorzystamy go w obwodzie kompensacji częstotliwościowej, ale jest on niezbędny z bardzo ważnego powodu. Mianowicie gdyby baza T1 była na sztywno dołączona do szyny zasilania +5V, napięcie na kolektorze T3 nie mogłoby się dowolnie zmniejszyć.

Nawet gdyby wyjście wzmacniacza operacyjnego miało potencjał masy, co dałoby prąd emitera ponad 40mA, najniższe napięcie na kolektorze nasyconego T3 nie mogłoby „zejść” niżej niż o 0,7V poniżej napięcia zasilania 5V. A do kolektora T3 dołączona jest bramka MOSFET-a regulacyjnego TR. MOSFET ma typowe napięcie progowe UGSth około 3V, napięcie nasycenia tranzystora T3 optymistycznie możemy przyjąć 0,1V, więc jak pokazuje rysunek 9a, na wyjściu moglibyśmy wtedy uzyskać najniższe napięcie około 1,4V. Napięcie progowe UGSth może być mniejsze od 3V i wtedy minimalne możliwe do uzyskania napięcie wyjściowe byłoby jeszcze wyższe.

Ograniczenie najniższego możliwego napięcia wyjściowego to tylko część problemu. Jest też znacznie gorszy aspekt zagadnienia: otóż brak możliwości całkowitego zatkania MOSFET-a TR uniemożliwia realizację skutecznego ogranicznika prądowego, bowiem np. przy zwarciu wyjścia w trybie stabilizacji prądu potrzebne napięcie bramki TR może być niskie. Sytuacja z rysunku 9a jest absolutnie nie do przyjęcia.

Rys.9 Zastosowannie rezystora R9 w obwodzie bazy T3

Problemy te można łatwo rozwiązać, jeśli dodamy w obwodzie bazy rezystor R9. Rysunek 9b pokazuje hipotetyczną sytuację przy zwarciu wyjścia wzmacniacza operacyjnego i rezystora R10 do masy. Przy założeniu prądu kolektorowego źródła prądowego 5mA, wzmocnienia prądowego T3 = 200×, napięcia nasycenia 0,1V i przy rezystorze R10 = 100Ω minimalne napięcie na kolektorze T3 wynosiłoby około 0,65V.

W praktyce stary wzmacniacz LM358 przy prądzie 5mA nie może ściągnąć swego wyjścia do masy (jest to możliwe tylko przy małych prądach wyjściowych). Ale nawet gdyby na wyjściu wzmacniacza operacyjnego najniższe napięcie wynosiło 0,8V, to na kolektorze T3 powinniśmy uzyskać napięcie poniżej 1,5V. Tak niskie napięcie powinno w każdych warunkach zatkać MOSFETa, czyli uzyskać zakres napięć wyjściowych już od 0V.

A dlaczego mówimy o 1,5V?

Przecież w katalogach jest podane, że napięcie UGSth klasycznych MOSFET-ów może wynosić 2V...4V!

Tak, najniższe napięcie UGSth to 2V, ale w temperaturze +25°C. Ze wzrostem temperatury napięcie to zmniejsza się i w niekorzystnym przypadku tranzystor rozgrzany do temperatury +175°C może mieć napięcie progowe niższe niż 1,5V! W przytłaczającej większości kart katalogowych nie ma bezpośredniej informacji o tych szczegółach. Wiadomości na ten temat są skąpe i poszczególne firmy podają niejednoznaczne dane. W każdym razie przyjęcie minimalnej wartości UGSth równej 1,5V jest rozsądne, a proponowane rozwiązanie zapewni prawidłowe zatkanie klasycznego MOSFET-a także po jego nagrzaniu.

Właśnie dlatego rezystor R10 ma oporność tylko 100 omów, co przy prądzie 5mA podczas normalnej pracy da spadek napięcia tylko 0,5V. Moglibyśmy zwiększyć rezystancję R10, gdybyśmy od razu przewidywali zastosowanie lepszego wzmacniacza z wyjściem rail-to-rail, który przy obciążeniu około 5mA ściągnie swoje wyjście bliżej masy.

Trzeba podkreślić, że model pokazany na fotografiach oraz schemat z rysunku 7 powstawały stopniowo we wzajemnej zależności. Najpierw była wstępna koncepcja teoretyczna, omawiana w pierwszym odcinku. Przy jej realizacji zastosowałem elementy, które miałem pod ręką w zapasach. Dlatego niektóre rozwiązania, połączenia i inne szczegóły wynikły ze sposobu realizacji i dostępnych elementów.

Na przykład nie miałem przewidywanej izolowanej przetwornicy DC/DC 5V/12V, a w zapasach znalazłem jedynie 12V/5V, 5V/5V oraz użyteczną dla mnie 5V/±15V, z której wykorzystałem połowę napięcia wyjściowego, która przy niedużym obciążeniu i zasilaniu 5,4V dała napięcie ponad 17V. Dlatego w obwodzie stabilizatora U2 i źródeł prądowych mogłem śmiało zastosować rezystor R5 = 2,7kΩ, co dało napięcie wyjściowe U2 nieco ponad 10V. Dlatego potem mogłem dodać diodę Zenera D2 o napięciu 7,5V, co z diodą D3 daje napięcie przebicia ponad 8V.

Przy zastosowaniu planowanej przetwornicy 5V/12V wartość rezystora R5 zapewne trzeba będzie trochę zmniejszyć, podobnie napięcie „zenerki” D2.

Pomysł wtykanej płytki z obwodami zasilania (fotografia 10) powstał przypadkiem. Równie dobrze można było całość zmontować na jednej troszkę większej płytce, bowiem użyta uniwersalna płytka główna, jak widać miała pierwotnie rozmiary 9×15cm.

Fot.10 Wtykana płytka z obwodami zasilania

Zasilacz - dobór MOSFET-a

W modelu zastosowałem tranzystor IRFP2907. W zapasach mam wiele tranzystorów MOSFET. Większość w obudowie TO-220. Niektóre mają bardzo małą wartość rezystancji RDSon, rzędu jednego do dwóch miliomów i maksymalne prądy sporo ponad 100 amperów!

Tak, ale w przypadku MOSFET-a regulacyjnego przewidywanego do liniowego zasilacza te parametry nie mają istotnego znaczenia. Po pierwsze nie ma sensu szukać MOSFET- a o jak najmniejszej rezystancji RDSon. Owszem, wartość RDSon ma duże znaczenie, gdy MOSFET pracuje jako przełącznik i chcemy minimalizować statyczne straty mocy w stanie pełnego otwarcia.

Trzeba jednak pamiętać, że RDSon to rezystancja właśnie w stanie pełnego otwarcia, a w stabilizatorze liniowym MOSFET prawie nigdy nie pracuje w stanie pełnego otwarcia, więc rezystancja RDSon ma nieduże znaczenie. Owszem, nie należy stosować MOSFET-ów o dużej wartości RDSon, czyli o napięciu dopuszczalnym 500V czy 800V, wielokrotnie wyższym od głównego napięcia zasilania. Warto dobrać tranzystor o maksymalnym napięciu UDS 30...100% wyższym od spodziewanej największej wartości głównego napięcia zasilającego.

W stabilizatorze liniowym w tranzystorze regulacyjnym TR wydziela się duża moc strat (PD = I * UDS). Przy wyborze MOSFET-a należy zwracać uwagę przede wszystkim na wartość rezystancji termicznej Rthjc i związaną z tym maksymalną moc strat. Katalogowa moc strat PD jest mierzona w absolutnie sztucznych warunkach (przy temperaturze obudowy +25°C), co jest nierealne w praktyce. Dlatego rzeczywista maksymalna moc strat w zasilaczu zawsze jest znacznie mniejsza niż katalogowa moc strat PD.

W praktyce, przy większych radiatorach o rezystancji termicznej poniżej 1°C/W, wąskim gardłem przy chłodzeniu okazuje się fabryczna rezystancja Rthjc i rezystancja styku tranzystora z radiatorem Rthcr. Ten sam radiator pozwoli rozproszyć dużo więcej mocy, gdy małe będą rezystancje Rthjc i Rthcr. A o ich wartościach decyduje nie tyle półprzewodnikowa struktura, co fizyczne rozmiary obudowy.

Najpopularniejsze obudowy TO-220 zwykle mają fabryczną rezystancję Rthjc rzędu 1°C/W, a rezystancja styku Rthcr bez podkładek izolacyjnych, przy wykorzystaniu smaru, to około 0,5°C/W. Natomiast tranzystory w nieco większych obudowach TOP-3, TO-247 i podobnych mogą mieć Rthjc poniżej 0,5°C/W i Rthcr około 0,25°C/W, czyli o połowę mniej! Tak, ale tylko niektóre i trzeba sprawdzić szczegóły. Ja wykorzystałem IRFP2907 w obudowie TO-247 o katalogowej rezystancji termicznej Rthjc = 0,32°C/W, którego szacowana rezystancja styku Rthcr to 0,24°C/W.

We współpracy z dobrym radiatorem może on rozproszyć nawet 100 watów mocy strat. Warto nadmienić, że odmiana oznaczona IRFP2907Z, też w obudowie TO-247, ma Rthjc = 0,49°C/W i Rthcr to 0,24°C/W. Dostępne są też odmiany IRF2907Z, IRF2907ZS, IRF2907ZL w mniejszych obudowach TO-220, D2PAK, TO-262, które mają Rthjc = 0,45°C/W i Rthcr to 0,5°C/W.

W każdym razie w zasilaczu warto zastosować MOSFET w większej obudowie o jak najmniejszej rezystancji termicznej Rthjc i Rthcr.

Po zmontowaniu modelu i włączeniu źródeł zasilania mój układ... oczywiście nie zadziałał. Szczegóły w następnej części artykułu.

Tematyka materiału: stabilizator liniowy, MOSFET
AUTOR
Źródło
Elektronika dla Wszystkich październik 2019
Udostępnij
UK Logo