Odkrywamy schematy: zasilacze komputerowe cz.4 - schematy przetwornic standby

Wszystkie trzy to rozwiązania bardzo proste, oszczędne. Zawierają raptem kilkanaście tanich elementów dyskretnych. Równie często w zasilaczach komputerowych w stopniu przetwornicy standby znajdziemy rozwiązania bazujące na układach scalonych do przetwornic małej mocy. Zadziwiające jednak jest to, że tak pomysłowe i oszczędne rozwiązania na elementach dyskretnych mogą funkcjonalnością konkurować z rozwiązaniami angażującymi często mnóstwo tranzystorów zamkniętych w obudowie układu scalonego (cleverness kontra brute force). I należy podkreślić, że praktycznie wszystkie zasilacze standby to przetwornice konfiguracji flyback.

Przetwornica standby ze schematu nr 1 - analiza układu

Ponieważ zasilacz standby nie zawiera wielu elementów, dla wygody (śledzenia opisu) odrysowano go ze schematu i pokazano na rysunku 13a. Działanie układu opiera się na współpracy dwóch pętli: dodatniego i ujemnego sprzężenia zwrotnego. Wszystko wykonane jest bardzo pomysłowo, dlatego elementów jest niewiele. Dodatnie sprzężenie zwrotne pozyskano z dodatkowego uzwojenia transformatora. Układ potrzebuje obwodu startu i realizują go dwa szeregowe rezystory R47 i R48 (2×390kΩ). Dzięki temu, że kluczem jest MOSFET, mogą to być rezystory o tak dużej wartości.

Łączna moc wydzielana w tych rezystorach to niewiele ponad 0,1W. Dobrą praktyką jest stosowanie w tym miejscu dwóch rezystorów połączonych szeregowo, mimo że ze względu na moc nie jest to potrzebne. Wysokoomowe rezystory podłączone do wysokiego napięcia są bardzo awaryjne. Nawet gdy są dwa, jest to najczęstsza przyczyna awarii całego zasilacza. Rozwiązanie z dwoma rezystorami nie tylko zwiększa niezawodność pracy zasilacza, ale też bardzo ułatwia znalezienie przyczyny awarii: pomiar napięcia w węźle łączącym te opory daje natychmiastową odpowiedź, czy i który rezystor jest uszkodzony.

W przypadku jednego rezystora pomiar jego wartości bez wylutowania z płytki jest często problematyczny i mylący. Ale skupmy się na działaniu tej przetworniczki. Spolaryzowanie dodatnim potencjałem bramki MOSFET-a skutkuje jego włączeniem. Obecność diody Zenera D23 zagwarantuje, aby w stanach przejściowych potencjał ten nie wyszedł poza dopuszczalne napięcie bramka-źródło tranzystora polowego. To dioda 18-woltowa, aczkolwiek ważniejszą funkcję pełni na swoim kolanie charakterystyki polaryzowana od anody do katody, czyli w kierunku przewodzenia. Ale o tym za chwilę.

Rys.13a Schemat zasilacza standby (z brakującymi elementami)

Włączenie klucza (MOSFET-a) Q10 uruchamia natychmiast dodatnie sprzężenie zwrotne, przyśpieszające proces włączania MOSFET-a. Kierunek uzwojeń transformatora jest taki, że niski poziom na wyprowadzeniu 8 skutkuje dodatnim napięciem na wyprowadzeniu 6. Dodatnie sprzężenie zwrotne podawane jest na bramkę tranzystora Q10 przez niewielki kondensator C33 2,2nF. Mimo tak niewielkiej pojemności, czas włączenia klucza może być długi, dłuższy od wymaganego, gdyż impedancja wejściowa bramki MOSFET-a jest bardzo duża.

Ujemne sprzężenie zwrotne ma zadbać, aby ten czas był taki, jak potrzeba. To znaczy, aby ilość pobranej i przekazanej do wyjścia energii była dokładnie taka, jakiej żąda obciążenie i aby napięcie UWY utrzymywać cały czas na poziomie +5V. To zadanie wykonano bardzo pomysłowo. W pierwszym przybliżeniu można powiedzieć, że tranzystor Q9 2N2222 jest sterowaną rezystancją. Sterowaną tak, aby stała czasowa z C33 była odpowiednia na potrzeby chwili.

To dobre założenie jako pierwsza przymiarka dla zrozumienia pracy obwodu, lecz nie do końca jest to prawdą. Centralnym elementem pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego w obrębie jej gorącej części jest (foto)tranzystor w transoptorze. To on steruje bazą Q9, aby punkt pracy całości układu był taki, jak żąda w danym momencie obciążenie.

W emiterze fototranzystora widzimy R50 plus R60. Gdyż jako rezystor emiterowy R62 i R62A nie ma znaczenia ze względu na małą wartość. Ale R50 i R60 też stanowią dzielnik 1:10. C25 ma wartość zaledwie 100pF, jego działanie jest czyszczące, lecz dla dalszej analizy można go zaniedbać. Dzielnik R50/R60 wstępnie polaryzuje bazę Q9. Komparatorem napięcia w tym miejscu jest właśnie napięcie progowe baza-emiter tego tranzystorka. Tak nieprecyzyjny poziom porównywania w tak odpowiedzialnym miejscu?

Nic nie szkodzi, bo ujemne sprzężenie zwrotne zadba, aby ustalić punkt pracy na charakterystyce tego tranzystorka zgodnie z aktualnym zapotrzebowaniem na moc. W źródle Q10 występuje rezystancja 1,1 oma (równolegle R62 i R62A) i istotne jest to, że występuje ona w szeregu z R50/R60. Na oporze źródłowym R62/R62A odkłada się całe napięcie uzwojenia pierwotnego transformatora. A ponieważ od momentu włączenia klucza prąd narasta liniowo, przebieg napięcia w źródle MOSFET-a będzie piłokształtny.

Jest on w momencie włączenia klucza zawsze zakłócony krótką szpilką, która nieuchronnie występuje ze względu na pojemności pasożytnicze transformatora, na czas odzyskiwania zdolności zaporowych przez diodę (diody) po zimnej, wtórnej stronie zasilacza. I właśnie tylko tę szpilkę ma wyczyścić (wyciąć) obwód R60-C25. R62/R62A występuje w szeregu rezystorów i rezystancji emiterowej tranzystora w transoptorze.

Wyżej powiedziano, iż nie ma to znaczenia. Nie ma znaczenia dla prądu płynącego z emitera fototranzystora ustalającego wstępną polaryzację bazy Q9. Ale ma bardzo ważne znaczenie dla prądu płynącego ze źródła Q10. Czy takie połączenie przenosi wprost przebieg piłozębny ze źródła Q10 na bazę Q9. Czy Q9 jest komparatorem? Czy na niego przenosi się przebieg odzwierciedlający prąd klucza? Czy upodabnia to pracę do trybu current mode?

Tak. Aczkolwiek słowo upodabnia jest tu istotne, gdyż stwierdzenie, że przetwornica pracuje w trybie prądowym current-mode, byłoby tu lekkim nadużyciem. Q9 nie do końca poprawnie nazwaliśmy sterowaną rezystancją lub sterowanym źródłem prądowym, co jest dobre tylko na pierwsze przybliżenie.

Tor ujemnego sprzężenia zwrotnego wstępnie polaryzuje bazę i ustala punkt pracy na charakterystyce Q9. Lecz ten punkt pracy przesuwa się, gdy rośnie prąd klucza i uzwojenia pierwotnego transformatora przetwornicy. Mimo że współpraca obwodów dodatniego i ujemnego sprzężenia zwrotnego wydaje się mało precyzyjna, to jednak bardzo precyzyjnie wypracowuje czas włączenia klucza, co przekłada się na współczynnik wypełnienia kluczowania tak, aby UWY utrzymywało się cały czas przy zmiennym obciążeniu na zadanym poziomie +5V.

W tym zadaniu nie mniej ważny jest obwód pętli po stronie izolowanej. Tu obwód jest standardowy i prosty, dlatego pominiemy jego analizę. Warto jedynie zwrócić uwagę, że wg schematu wykorzystano stabilizator ’431 umieszczony w SG6105. Lecz w praktyce, także w zasilaczu poddanym badaniom na potrzeby niniejszego opracowania, często stosuje się dyskretny ’431, zostawiając niewykorzystany ten element w strukturze kostki SG6105.

Bo raczej nie warto komplikować obwodu drukowanego płytki PCB, ażeby zaoszczędzić mały, trzynóżkowy element. Ale to kwestie mało istotne dla elektronika. Warto natomiast zwrócić uwagę, iż niemal cały ciężar wzmocnienia w pętli sprzężenia spoczywa właśnie na ’431. Niewyszukany jest także zabieg ustalający dynamikę i stabilność pętli regulacji: pojedynczy kondensatorek między katodą i REF układu ’431.

Podany właśnie opis nie wyczerpał pracy przetwornicy po jej gorącej stronie. Należy dopowiedzieć, że obwód pętli dodatniego sprzężenia zwrotnego nie tylko przyśpiesza proces włączania, ale i wyłączania klucza – MOSFET- a Q10. Ale dodatkowe uzwojenie 5–6 pełni więcej funkcji. Potrzebne jest przecież napięcie dodatnie polaryzujące kolektor tranzystora w transoptorze. To realizuje uzwojenie 5–6 za cenę diody (D22) po jednej stronie uzwojenia i C34 po drugiej stronie. Dla polaryzacji bramki Q10, głównego celu istnienia uzwojenia 5–6, ten zabieg jest bezbolesny, gdyż składową stałą i tak blokuje kondensator C33.

Na tym nie koniec zadań pełnionych przez dodatkowe uzwojenie 5–6. Otóż w każdym cyklu kluczowania należy zadbać o odbudowę ładunku na C33. W przeciwnym razie układ nie popracuje długo, nawet gdyby odbiorcą prądu (C33) była tylko ogromna impedancja wejściowa bramki tranzystora polowego. To zadanie wykona uzwojenie 5–6 w fazie wyłączenia klucza, we współpracy z diodą Zenera D23, tym razem na jej kolanie diody zwykłej w kierunku jej przewodzenia.

Mamy tu trzy funkcje jednej małej diody. Trzy, bo trzecią jest ograniczenie potencjału ujemnego bramki MOSFET-a w fazie t_OFF, czyli jego wyłączenia. Genialne są układy, gdzie mało jest elementów, a dużo myśli technicznej!

Do kompletu opisu działania tej przetworniczki należy jeszcze wspomnieć o gasiku snubber, obowiązkowym w każdej przetwornicy flyback. To obwód R40-C22-D21.

Przetwornica standby ze schematu nr 2 - analiza układu

Nie zalecamy analizy tego fragmentu wprost ze schematu nr 2. Można się zastanawiać, analizować, a zawiera on błędy, co niestety nie jest rzadkością. Błędów jest sporo, mimo to nie zniechęcamy się! Praktyka pokazuje, że często trzeba się wspomagać schematem z błędami, schematem podobnym, a nawet radzić sobie zupełnie bez niego. Autor przerysował schemat z niezbędnymi poprawkami, aby go uzdrowić. Należało obrócić diody D6 i D7, a także kondensator elektrolityczny C11. Kondensator C9 trzeba odciąć od kolektora i podłączyć do bazy Q3. Taką wersję mamy na rysunku 13b. Na początek jednak kilka uwag charakteryzujących tego typu rozwiązania.

Tutaj elementem kluczującym jest wysokonapięciowy tranzystor bipolarny. Brak jest sprzężenia z zimnej strony zasilacza. Układ kontroluje pomocnicze napięcie po stronie gorącej. Zaoszczędzono transoptor, lecz stabilizacja jest zdecydowanie gorsza. Nie wystarczy, aby wprost z uzwojenia wtórnego transformatora wytworzyć napięcie +5Vstandby. Wyjściowe napięcie przetwornicy jest tu nieco wyższe, a stabilizacji dokona liniowy postregulator 7805. Wtedy wypadkowa stabilizacja jest jeszcze lepsza, ale ucierpi sprawność.

Pod względem pomysłowości i prostoty po stronie gorącej układ może konkurować z omówionym w poprzednim punkcie. Sama idea, bo cóż tu nowego wymyślać – jest podobna. Przetwornice z tranzystorem bipolarnym i postregulatorem liniowym były charakterystyczne dla pierwszych zasilaczy do komputerów ATX. Były one dość awaryjne, a zmorą była jedna kwestia: Wzmocnienie prądowe (β) wysokonapięciowego tranzystora bipolarnego jest niewielkie, z reguły kilka, dobrze, gdy kilkanaście.

Zatem prądy bazy muszą być duże. I tak naprawdę to jedynie ta cecha wskazuje na wyższość MOSFET-ów. W tych, już historycznych, rozwiązaniach przetwornic standby stosowano w obwodzie bazy szeregowy kondensator elektrolityczny. Specyfika układu była zaś taka, że gdy tracił on pojemność, wtedy przetwornica podwyższała napięcie wyjściowe. Sytuacji nie ratował nawet postregulator liniowy. W najlepszym przypadku to on się przegrzał i uszkodził. Choć zwykle spustoszenia robiło drugie napięcie niebuforowane postregulatorem. Równocześnie po stronie pierwotnej dochodziło niemal do wypalenia płytki, a zasilacz kończył żywot w momencie uszkodzenia klucza – wysokonapięciowego BJT.

Przyjrzyjmy się jednak bliżej, co mamy na schemacie – rysunku 13b. Tu też widzimy jeden elektrolit. Co prawda, nie w bazie klucza, ale wraz z utratą jego pojemności należy się spodziewać podobnych efektów. W tym przypadku układ nie rozpozna poprawnie pomocniczego napięcia, w oparciu o które ma stabilizować U_WY. U_WY będzie wyższe i wkrótce nastąpi katastrofa. Wygląda na to, że faktycznie nie da się zaprojektować przetwornicy z tranzystorem bipolarnym, nie wykorzystując kondensatora elektrolitycznego. Ściślej, kondensatora dużej pojemności, co najmniej kilku mikrofaradów. Bo oczywiście, jeśli nie baczyć na gabaryty, nie musi to być elektrolit.

Rys.13b Schemat przetwornicy standby (z błędami)

Czas przyjrzeć się układowi z rysunku 13b. Dodatnie sprzężenie zwrotne, polaryzacja bazy Q3 włączająca tranzystor, pochodzi oczywiście... z uzwojenia dodatkowego. Wątpliwa jest także wartość tego kondensatora. Na schemacie podano 10nF, lecz lepiej, gdyby był on większy. Może to zresztą być kolejny błąd na schemacie. Kondensator ten przepięliśmy z kolektora (schemat) do bazy (rysunek 13b). Oprócz tego przydałaby się dioda zwrotna między emiter a bazę (lub masę i bazę Q3), ułatwiająca pracę obwodowi odbudowy ładunku na C9. Ale układ może bez tego działać ze względu na zwrotne przebicie złącza baza-emiter Q3. Na to się często zezwala.

Układ startuje za sprawą prądu rezystora R14. Dalszy proces włączania klucza musi przejąć obwód R16, C9 i uzwojenie dodatkowe. Taki obwód zarówno przyspiesza włączanie, jak i wyłączanie klucza (co jest bardzo ważne ze względu na straty dynamiczne w kluczu). W fazie t_OFF dioda D7 rozładowuje C11 do napięcia ujemnego. W tej fazie napięcie na uzwojeniu dodatkowym jest proporcjonalne do uzwojeń wtórnych.

Zatem napięcie na C11 odzwierciedla wartość napięć wtórnych. Można krótko uzasadnić, iż to cecha konfiguracji flyback. Ujemne napięcie na C11 należy widzieć względem progu diody Zenera Z1, a D6 jest dodana, aby zniwelować kolano diody Zenera pracującej jako zwykła dioda. Jeśli będzie ono za wysokie, oczywiście przy takim kierunku diody D6 jak na rysunku 13b, nie jak na schemacie nr 2, to przez Z1 popłynie prąd, rozładowując C9, co wpłynie na zmniejszenie prądu bazy Q3.

Wcześniej wystąpi moment, w którym tranzystor ten zacznie wychodzić z nasycenia. Proces wyłączania klucza powinien być szybki, a także i tu można liczyć na udział dodatniego sprzężenia zwrotnego. Konsekwencja jest taka, że napięcie na C11 wpłynie na czas włączenia klucza, a więc na współczynnik wypełnienia kluczowania i ilość pompowanej do wyjścia energii. Układ pod względem liczby elementów jest prosty, a pętla regulacji jeszcze prostsza. Jednak takie pośrednie kontrolowanie napięcia wyjściowego, nawet przy ciasno nawiniętym transformatorze, nie może konkurować ze sprzężeniem pobranym ze strony wtórnej.

Stosowane jest w wielu prostych ładowarkach, gdzie nie zależy nam na zbytniej stabilności UWY. Albo gdy zastosowany jest postregulator, niekoniecznie liniowy. Przy dobrym projekcie sprawność nie musi być zła. Należy mieć świadomość, iż w takim przypadku stabilizator-postregulator zawiera swoją niezależną pętlę regulacji, np. w samym 7805. Schemat przetworniczki pokazanej na rysunku 13b można widzieć jako jednotranzystorowy, gdyż Q4 nie jest konieczny. Stanowi on ograniczenie prądu klucza i tym samym mocy, jaką może przetwarzać ta prosta przetwornica.

O wartości ograniczenia stanowi wartość rezystora w emiterze klucza – R12. I mimo obecności tego rezystora, układ pozbawiony jest cech trybu prądowego current mode, na co trzeba zwrócić uwagę, badając rozwiązania z rysunków 13a oraz 13c, który będzie analizowany w następnym odcinku. Analizując przetwornicę omawianą w tym punkcie, nie można przegapić jeszcze jednego szczegółu: bardzo prosty gasik przepięć na kolektorze klucza. Jedynie RC, podobnie do rozwiązań, jakie stosuje się na wyjściowych diodach. W układach małej mocy, przy założeniu dobrze wykonanego transformatora, tak prosty obwód zdaje egzamin. Można jeszcze zapytać, po co rezystor R11? To po prostu bezpiecznik – rezystor bezpiecznikowy.

W następnej części artykułu przeanalizujemy jeszcze jeden zasilacz standby z zasilacza PC, wgłębiając się w oscylogramy zdjęte z jego pracy.