Porównanie zasilaczy forward i flyback cz.3 - oscylogramy

Widać, że napięcie na tranzystorze w pierwszym przypadku sięga 800V (przy zasilaniu równym 400V, które wymusza przetwornica PFC). Dwukrotność napięcia zasilania na drenie jest efektem sposobu resetowania rdzenia transformatora (dodatkowe uzwojenie). Niekoniecznie musi to być dwukrotność zasilania: chcąc wykorzystać klucz (MOSFET) o niższym napięciu, trzeba byłoby bardziej ograniczyć maksymalne wypełnienie PWM, aby w każdych warunkach rdzeń zdążył się zresetować.

W tym przypadku ograniczeniem jest wartość 50% – takie wbudowane jest też w sterownik 3845. Przetwornica pracuje tu ze stałą częstotliwością. W odróżnieniu od nowszych układów scalonych, rodzina 3842/43/44/45 ma wyprowadzoną nóżkę pozwalającą programować częstotliwość pracy oscylatora. To nóżka 4, a częstotliwość ustala się, dołączając do niej kondensator (do masy) i rezystor (zwykle do napięcia referencyjnego z nóżki 8).

Czy to nie rozrzutność? W stosunku do nowszych IC – tak. Zwykle minimalizuje się bowiem liczbę wyprowadzeń układu scalonego lub dołącza się tylko jeden element (zwykle kondensator). W 3842...3845 można ustawić tę samą częstotliwość pracy różną kombinacją R i C (jeśli ich iloczyn będzie mniej więcej jednakowy). Nie jest to wcale bez sensu. Dobierając większy rezystor i mniejszą pojemność, można dodatkowo programować ograniczenie współczynnika wypełnienia PWM. Ponadto jest więcej stopni swobody.

Rys.3 Przebieg na drenie i bramce kluczującego MOSFET-a w zasilaczu forward

Układ niekoniecznie musi pracować ze stałą częstotliwością. Nietrudno jest zaprojektować zasilacz np. tak, aby stały był czas wyłączenia klucza (constant off-time), co szczególnie w trybie current mode może dać wiele korzyści. Pracę oscylatora (n. 4) w skojarzeniu z DRV (n. 6) pokazano na rysunku 5. Widać, że wyjście aktywne jest co drugi okres zegara. To cecha UC3845. Ograniczenie PWM do 50% jest tu wykonane poprzez wbudowanie dzielnika przez 2, czyli dołożenie przerzutnika typu T. W naszym przypadku układ pracuje z częstotliwością ok. 67kHz.

Przebiegi charakterystyczne dla trybu prądowego current mode

Dobrze byłoby pokazać przebiegi charakterystyczne dla trybu prądowego current mode. Jest to jednak trudne. W źródle klucza właściwy przebieg ma małą amplitudę, a zakłócenia są silne. Na rysunku 6 pokazano przebieg na nóżce 3 – Current Sense. Przebieg jest daleki od spodziewanego. Dwójnik RC o bardzo krótkiej stałej czasowej jest członem obowiązkowym (o czym była już mowa we wcześniejszej części artykułu).

Zastanawia natomiast kondensator 220pF między nóżkami 3 i 4. Jego obecność zdecydowanie wpływa na przebieg wyprowadzenia Current Sense. Widać jego różniczkujący wpływ nawet w fazach (ww. dzielnika przez 2), gdy wyjście jest zablokowane – fragment (2) na rysunku 6. Zwykle, jeśli potrzebny jest obwód tzw. slope compensation, w tym miejscu widzimy odpowiednio dobrany rezystor plus kondensator.

Rys.4 Przebieg na drenie klucza flyback w skojarzeniu z przebiegiem na uzwojeniu wtórnym

Przebieg na drenie w zasilaczu flyback

Porównajmy teraz przebieg na drenie w zasilaczu flyback. Mamy go na rysunku 4. Tu napięcie na drenie jest zdecydowanie niższe, i nie tylko dlatego, że nieco niższe mamy napięcie zasilania. Nie uważamy tego jednak za zaletę flyback. Gdyby w porównywanym tu układzie forward zastosowano inny sposób resetowania rdzenia, można zejść do napięcia równego pojedynczej (!) wartości zasilania. Tak jest w dwutranzystorowym forward za cenę drugiego klucza i trudności jego sterowania (bo musi to być tzw. high-side-switch).

Na rysunku 4 mamy ładne przebiegi bez przeregulowań i przerzutów. Napięcie na drenie przy pełnej mocy przewyższa poziom zasilania maksymalnie o 140V. To efekt skuteczności obwodu snubber, a szczególnie dobrze wykonanego transformatora (kiedy właśnie snubber nie musi przyjmować wiele energii). Dlatego w wersji forward pracuje MOSFET 2SK2850 o dopuszczalnym napięciu dren-źródło 900V i prądzie 6A. W wersji flyback 2SK2607 Toshiby o dopuszczalnym U_DS = 800V i prądzie 9A. Te dodatkowe 100V pierwszego z nich kosztuje dwukrotnie wyższą wartość R_DSON (2Ω i 1Ω).

Rys.5 Praca oscylatora w skojarzeniu DRV

Moc wydzielana w kluczach przetwornic

Moc wydzielana w kluczach obu przetwornic jest funkcją wielu czynników i można byłoby temu zagadnieniu poświęcić osobne opracowanie. Tutaj, skwitujemy to zdaniem, że w obu przypadkach jest podobna. Na rysunku 4 trudno jest dostrzec, iż podwyższenie napięcia na drenie (ponad poziom zasilania z głównego kondensatora) składa się z dwóch składników.

Jeden to niejako odbite napięcie wtórne przemnożone przekładnią transformatora. 34 zwoje (uzwojenie pierwotne) w stosunku do 6 zwojów (wtórne) razy 13V (12V – U_OUT plus ok. 1V na diodzie) daje ok. 70V. Drugi składnik wynika z energii gromadzonej w indukcyjności rozproszenia uzwojenia pierwotnego. Z oscylogramu odczytujemy, że wnosi on także przepięcie o kolejne 70V. W sumie na drenie Q1 mamy U_MAX = 360V + 70V + 70V = ok. 500V.

Rys.6 Przebieg na nóżce 3 - Current Sense

Wartość przepięcia na drenie klucza - zasilacz

Wartość przepięcia na drenie klucza można korygować z jednej strony przez projekt samego transformatora, a przepięcie z obwodu snubber także przez dobór rezystora, który energię tę rozprasza. W każdym przypadku dobrze zaprojektowany i wykonany transformator przyczyni się do zmniejszenia ilości tej destrukcyjnej energii, lecz nigdy nie do zera (i to jest istotny szkopuł konfiguracji flyback).

Kondensator C_snubber doładowywany jest w bardzo krótkim czasie, tuż po wyłączeniu klucza. Na oscylogramie z rysunku 4 to pół mikrosekundy. Energia ta jest jednak rozpraszana w sposób ciągły w równoległym rezystorze. Stała czasowa tych elementów w analizowanym zasilaczu to: 10nF × 26kΩ = 260us. To kilkakrotnie dłużej od okresu kluczowania przetwornicy, zatem C_snubber możemy traktować jako źródło napięciowe zbierające energię niesprzężonej części indukcyjności uzwojenia pierwotnego transformatora.

Warto też zwrócić uwagę, iż choć samo przepięcie snubber wynosi (w naszym przypadku) 70V, C_snubber ładuje się do 140V, co jest sumą obu składników przepięcia na kluczu przetwornicy flyback. W każdym przypadku (analizy tego fragmentu zasilacza) punktem wyjścia jest ilość energii której trzeba się pozbyć lub którą bardziej zaawansowane techniki próbują odzyskać.

Rys.7 Przebieg przetwornicy pracującej z obciążeniem 50W

Na podstawie prezentowanych tu pomiarów nietrudno przeliczyć, że w najgorszym przypadku (przy pełnej mocy), mówimy o stratach na poziomie (lub nieco poniżej) jednego wata. Jest to jednak moc w zupełności wystarczająca do uszkodzenia MOSFET-a. I praktyka serwisowa potwierdza, że przed wymianą klucza-MOSFET-a należy koniecznie przemierzyć elementy obwodu snubber, a kondensator najlepiej wymienić na wszelki wypadek.

Warto też zauważyć że dioda w obwodzie snubber nie może być byle jaka. Doznaje ona takiego samego napięcia wstecznego, jak klucz przetwornicy (tu 500V) i musi być szybka.

Czysty prostokąt na rysunku 4 mamy, gdy przetwornica pracuje z obciążeniem powyżej połowy dopuszczalnej mocy. Wtedy mamy tryb CCM. Na rysunkach 7 i 8 obciążenie wynosiło odpowiednio 50W i 15W. Widać że przy 50 watach zaczyna się nieciągłość (prądu, a szczególnie strumienia magnetycznego w rdzeniu). Przy obciążeniach niższych punkt pracy na krzywej histerezy rdzenia schodzi do punktu 0-0. Przy 15 watach mamy czas włączenia klucza tylko 1,2 mikrosekundy, a przez 6,5us energia przekazywana jest do kondensatora wyjściowego i przez prawie 8 mikrosekund układ czeka na kolejne włączenie MOSFET-a, aby pobrać kolejną porcję energii.

W tym czasie widzimy ładne oscylacje, gdy (pełna) indukcyjność uzwojenia pierwotnego rezonuje z pojemnością widzianą w węźle drenu MOSFET-a. To efektowny fragment przebiegów w przetwornicach flyback, który jednak nic istotnego dla pracy układu nie wnosi, bo energia drgań jest znikoma. Jeśli ta faza trwa dłużej, oscylacje zanikają, zdążając do poziomu napięcia na wejściu, czyli na kondensatorze głównym.

Rys.8 Przebieg przetwornicy pracującej z obciążeniem 15W

Przebieg zasilacza podczas pracy z niewielkim obciążeniem

Interesujący jest przebieg, który zdjęto podczas pracy z niewielkim obciążeniem (ok. 3W) – rysunek 9. Widać z niego, że układ nie pracuje stabilnie! Zmienia się szerokość faz, w których układ czerpie energię i ją przekazuje do wyjścia. Za każdym razem rdzeń jest jednak całkowicie opróżniany z energii. Współczynnik wypełnienia kluczowania nie jest stały, lecz oscyluje wokół wartości zadanej wielkością przetwarzanej mocy. Widać, że taka niestabilność nie musi być destrukcyjna, a wręcz może być niezauważona przez obciążenie.

Praca przetwornicy dwutaktowej, jaką jest flyback, a szczególnie gdy występuje w niej takt trzeci (wspomniana faza z efektownymi oscylacjami), jest znacznie bardziej nieregularna/poszarpana od spokojnej pracy wersji forward. Odbija się to nie tylko na warunkach pracy klucza, ale także kondensatorów! I to zarówno na wejściu, jak i wyjściu zasilacza. Krótka faza, podczas której włączony jest klucz, jak i krótki czas, gdy przewodzi dioda wyjściowa, skutkuje większą wartością szczytową tych prądów, a w szczególności dużą zawartością ich harmonicznych.

Te prądy (ich wartość RMS) odkładając się na ESR kondensatora, nie tylko wnoszą zakłócenia ale i grzeją ten kondensator. Nie należy się dziwić, że w obu porównywanych zasilaczach znaleziono odpowiednio: 180uF/450V we flyback i 82uF/450V w forward. Na wyjściu forward 2200uF/16V, a w wersji flyback aż cztery takie kondensatory połączone równolegle.

Rys.9 Przebieg przetwornicy pracującej z obciążeniem 3W

Parametry diod wyjściowych zasilacza

Na parametry diod wyjściowych zasilacza zwykle nie zwraca się większej uwagi. A prąd i napięcie to nie wszystko. W przetwornicy forward potrzebna jest dioda podwójna lub dwie diody połączone katodami. Tu pracuje MBR2560CT (Schottky’ego 30A). Spadek napięcia na diodzie w kierunku przewodzenia ma istotne znaczenie dla sprawności całego zasilacza. Zwykle najgorętszym radiatorem jest właśnie ten, do którego przykręcona jest dioda (diody) wyjściowa.

To jest też powód poszukiwania innych rozwiązań w postaci prostowników synchronicznych. Szczególnie w zasilaczach niższych napięć dioda Schottky’ego to obowiązek. Ale we flyback dobór odpowiedniej diody jest nie mniej ważny. Tu pracuje D92-02 (200V/2×10A). To nie jest dioda Schottky’ego, tylko: ultrafast, soft-recovery diode. Ta dynamika diody jest ważna nie tylko dla niej samej. Decyduje o stratach mocy, także w tranzystorze, a ponadto o szumach zasilacza. Oprócz poprawnego doboru diody wyjściowej flyback, obowiązkowy jest obwód gasikowy RC.

Z rysunków 4, 7, 8 odczytujemy, że choć napięcie wyjściowe to tylko 12V, dioda ta doznaje napięcia wstecznego ok. 100V. Wniosek: pod tym względem znów wyższość konfiguracji forward. Trzeba jednak uczciwie dodać, iż spore napięcie wsteczne na diodzie po wtórnej stronie zasilacza jest efektem pracy z niewielkim współczynnikiem wypełnienia kluczowania MOSFET-a po stronie pierwotnej.

Zwróć uwagę, że zakreskowane powierzchnie na rysunku 4 muszą być jednakowe, co wynika z prostego faktu, że średnie napięcie na uzwojeniu/indukcyjności musi być i zawsze będzie zerowe. W analizowanym zasilaczu zmierzono przy pełnej mocy współczynnik PWM niewiele powyżej 20%. Wartość ta uwarunkowana jest indukcyjnością i przekładnią transformatora.

Porównanie zasilaczy forward i flyback - podsumowanie

Na podstawie przeprowadzonych pomiarów zrealizujmy kilka obliczeń, które niejako ukryte są w oscylogramach. Warto to zrobić, gdyż wynik może być sprzeczny z intuicją. Wydłużenia czasu t_ON klucza należy się spodziewać przy większej (nie mniejszej) indukcyjności uzwojenia pierwotnego. Ilość zaczerpniętej energii to LI²/2, ale stromość zbocza narastania prądu (w kluczu i indukcyjności) jest wprost proporcjonalna do przyłożonego napięcia i odwrotnie proporcjonalna do indukcyjności L. Po wyłączeniu klucza zgromadzona energia (paradoksalnie, zlokalizowana głównie w szczelinie rdzenia transformatora flyback) przejęta jest przez uzwojenie wtórne.

I tu także intuicja nie podpowiada, że mniejsza liczba zwojów (na uzwojeniu wtórnym) to krótszy czas jego rozładowania. Punkt pracy przejścia między trybem CCM i DCM przesunie się w kierunku większych mocy w przypadku mniejszej liczby zwojów uzwojenia wtórnego. Równocześnie należy oczekiwać wyższego napięcia na kluczu po stronie pierwotnej. Obliczenia łatwiej przeprowadzić dla trybu DCM, ale dla CCM tylko niewiele się komplikują.

W analizowanym zasilaczu tryb CRM (graniczny między ciągłym i nieciągłym DCM) przypada dla mocy ok. 50% maksymalnej (czyli ok. 50W). Wtedy współczynnik PWM wynosi ok. 15%, co przy narzuconej częstotliwości kluczowania 65kHz daje czas włączenia klucza równy 2,5us. W tym czasie wewnętrzna pętla current mode pozwoli prądowi klucza narosnąć do wartości ok. 1,9A. Uwzględniając, że indukcyjność pierwotna to 470 mikrohenrów, układ zaczerpnie (za każdym kluczowaniem) energię ok. 0,8 mJ (milidżula). Jeśli całą przekaże do wyjścia w drugim takcie pracy i wykona to 65000 razy w ciągu sekundy, otrzymamy to, czego należało oczekiwać: moc na poziomie 50W.

Dodatkowym efektem tych przeliczeń niech będzie zobrazowanie, dlaczego transformatory przetwornic są tak małe w porównaniu do sieciowych (dla przeniesienia zadanej mocy). Analizując przytoczone tu wyniki pomiarów, można się zastanawiać, czy transformator został faktycznie dobrze zaprojektowany, skoro współczynnik PWM przy pełnej mocy jest na poziomie dwudziestu kilku procent (ze wszystkimi konsekwencjami).

Otóż nie należy zapominać, że zasilacz ten musi także pracować na sieci amerykańskiej, a uproszczony PFC w tym zakresie nie pomoże (przeciwnie aniżeli w konkurencyjnym forward). Przy napięciu sieciowym obniżonym ponad dwukrotnie (a należy też uwzględnić marginesy), relacje czasów i napięć będą zupełnie inne.

Warto mieć świadomość konsekwencji kompromisów w zasilaczach projektowanych na tzw. szeroki zakres napięcia sieciowego. W tym przypadku, zakładając, że wewnętrzna pętla current mode pozwoli na ten sam prąd szczytowy w kluczu, czas t_ON powinien być odwrotnie proporcjonalny do napięcia wejściowego. Przy założonych tu parametrach transformatora i U_WE-MIN, współczynnik PWM zdecydowanie przekroczy 50%. Konsekwencją stałej częstotliwości kluczowania będzie także wcześniejsze wejście układu do pracy ciągłej CCM.

W konkurencyjnym zasilaczu forward zależność współczynnika PWM od U_WE jest jeszcze silniejsza. A tu wypełnienie kluczowania nie może przekroczyć 50%. W badanym zasilaczu problem ten nie ma miejsca. Uboczną i zbawienną funkcją aktywnego preregulatora PFC jest wstępna stabilizacja U_WE zasilacza. Współczynnik PWM musi podążać tylko za tętnieniami napięcia na C_BULK. W następnym odcinku będziemy kontynuować analizę.