Zaloguj się
Wszystkie
6 czerwca 2020
1611
Niemniej współczynnik mocy koryguje (poprawia). Na rysunku 10 i 11 zdjęto przebieg w węźle łączącym diodę D6 z indukcyjnością LA w skojarzeniu z przebiegiem na uzwojeniu wyjściowym transformatora (które obrazuje też przebieg na drenie tranzystora kluczującego).
Na rysunkach tych należy szczególnie zwrócić uwagę na fazę wysysania prądu zza mostka Graetza przez indukcyjność LA. Reszta przebiegu jest efektowna, ale niewiele wnosi. Pokazano dwa rysunki-przebiegi. Ale każdy pomiar daje inny przebieg. Zależy bowiem, w jakiej fazie napięcia sieci za prostownikiem przebieg jest uchwycony. Zauważmy, że poziom odniesienia przebiegu na katodzie diody D6 jest za każdym razem inny (na rysunku 10 – 220V, na rysunku 11 – 295V). Odpowiada on bowiem chwilowej wartości napięcia za mostkiem.
A ponieważ częstotliwość kluczowania jest wielokrotnie wyższa od 100Hz, piedestał ten wydaje się potencjałem stałym. Faza zasysania prądu przez indukcyjność LA inicjowana jest włączeniem klucza przetwornicy. Natomiast niechęć indukcyjności do zmian prądu skutkuje przeciąganiem tej fazy w czasie. Na katodzie diody D6 widzimy także oscylacje o znacznej amplitudzie i częstotliwości. Dlatego mimo że ten uproszczony PFC nie zawiera wielu elementów, dioda D6 musi być porządna i wymaga radiatora. Tu pracuje RHR15120 – dioda 1200V 15A.
W dalszej części przyglądamy się jeszcze pracy analizowanej przetwornicy forward. Warto jeszcze zwrócić uwagę na przebieg zaobserwowany na uzwojeniu resetu. Należy się spodziewać tego samego, co na uzwojeniu głównym (czyli na drenie klucza), jedynie z przesunięciem składowej stałej o 400V. I tak faktycznie jest. Zatem co tu ciekawego? Pewnym novum w tym zasilaczu jest zastosowanie kondensatora C125, łączącego wyprowadzenie P1 uzwojenia głównego i punkt C uzwojenia resetu (patrz rysunek 2a).
To wyprowadzenia o tej samej fazie (kierunku) i tej samej liczbie zwojów. Zatem przebiegi po obu stronach kondensatora będą jednakowe, a na nim będzie stałe napięcie. I tak jest: równe 400V. Celowość i skuteczność tego zabiegu docenimy dopiero wtedy, gdy kondensator ten usuniemy. Rysunek 12 i 13 pokazuje przebieg na uzwojeniu resetu – z kondensatorem i bez niego.
Co się zmieniło po wylutowaniu C125? Górne części przebiegu ogranicza dioda zwracająca energię do CBULK. Istotna różnica między przebiegami w punkcie P1 i C (schemat na rysunku 2a w 2 części opracowania) jest w czasie włączenia klucza. W punkcie C występują oscylacje o wysokiej częstotliwości (ok. 3,8 MHz), choć drgania te szybko zanikają. Ale zagrażają diodzie zwracającej energię do głównego kondensatora (z prezentowanych przebiegów wynika, że wsteczne napięcie na niej sięga teraz 1000V).
Pozostała jeszcze analiza stosunkowo prostego fragmentu zasilacza, obwodu pozyskiwania napięcia po stronie wtórnej. Rysunki 14, 15, 16, 17 i 18 to przebiegi na uzwojeniu wtórnym i w węźle katod diody DOUT przy różnych obciążeniach zasilacza.
Wnioski z analizy tych przebiegów są dwa. Po pierwsze widać, że w miarę obniżania obciążenia wyjścia zasilacza prąd płynący w LOUT przechodzi od trybu ciągłego w nieciągły. LOUT ma stosunkowo niewielką indukcyjność 65uH i łatwo przeliczyć nachylenie zboczy prądu płynącego w tej cewce (to 44,5 – 12V/65uH = 0,5A/us w górę i ok. 12V/65uH = 0,2A/us w dół). Cokolwiek by powiedzieć, dalej, czy to w trybie CCM czy DCM, jest to przebieg o zdecydowanie mniejszej zawartości harmonicznych, niż obserwowaliśmy w wersji flyback. To uzasadnia dobór indukcyjności LOUT i kondensatora COUT.
Inaczej, patrząc na te dwa elementy, powiemy, że jest to filtr dolnoprzepustowy do odzyskiwania z przebiegu prostokątnego jego wartości średniej (flyback odzyskiwał wartość maksymalną, nie średnią, co wyraźnie zaznaczono na rysunkach 4, 10 i 11). Na przebiegu z rysunku 14 (dolny przebieg na anodzie, a górny na katodzie DOUT) wywnioskujemy o ciągłości prądu w LOUT. Tak jest przy zmniejszaniu mocy do ok. 13W. Na granicy CCM/DCM wartość średnia musi być równa połowie maksymalnej, więc łatwo przeliczyć, że faktycznie nastąpi to przy mocy ok. 13W. Czyli dla IOBC=13W/12V=1,05A.
Wtedy wartość szczytowa (maksymalna) prądu w LOUT wyniesie 2,1A. Czas zbocza dodatniego (narastania prądu) zajmie 4,2 mikrosekundy (2,1A/0,5A/us), a opadania ok. 10us (2,1A/0,2A/us). Te rachunki są w ścisłej korelacji z tym, co widać na zdjętych przebiegach (szczególnie na rysunkach 14 i 15). Przebieg 15 został zdjęty przy obciążeniu 10W i trudno jeszcze rozpoznać, że zbocze w końcowej fazie wyłączenia klucza to początek oscylacji. To już wyraźnie widać na kolejnych rysunkach (16, 17 i 18).
Potencjał na wejściu LOUT chce wrócić do stanu spoczynku, którym jest napięcie po drugiej stronie cewki, czyli UWY. I odbywa się to oscylacyjnie. Przebieg na kolejnych rysunkach się komplikuje, ale jest to złożenie ww. oscylacji i tego, co przenosi uzwojenie wtórne. A przenosi ono, oprócz przebiegu właściwego, także oscylacje ze strony pierwotnej.
Czy te zakłócające fragmenty przebiegu mają wpływ na UWY? Finalnie ujemne sprzężenie zwrotne zadba o to, by nie miały. Składowa stała na obydwu końcach cewki zawsze i wszędzie musi być taka sama, więc obwód regulacji odpowiednio zredukuje czas włączenia klucza. I to jest powodem zawężenia odcinka przebiegu odpowiadającego fazie włączenia klucza. Natomiast ważniejszy jest inny wniosek.
Zaniedbując te (nazwijmy) zakłócenia, współczynnik PWM kluczowania przetwornicy (niemal) nie zależy od obciążenia. To znaczy, w zakresie pracy LOUT w CCM współczynnik ten bardzo niewiele zależy od obciążenia. I tu może pojawić się zdziwienie Czytelnika. Jak to? W wersji flyback widzieliśmy bardzo wyraźną zależność czasu włączenia klucza od żądanej na wyjściu mocy. A tutaj?
Tutaj UWY zawsze jest wartością średnią z przebiegu po „wejściowej” stronie cewki, gdzie mamy przebieg prostokątny o poziomach zero woltów i przetransformowane UWE (przez stosunek liczby zwojów W1-2 do P1-2). UWE jest stałe, a tym bardziej przy obecności przetwornicy PFC – wstępnie stabilizowane, a więc współczynnik PWM musi podążać jedynie za tętnieniami na CBULK. Zatem ogólnie biorąc, współczynnik PWM nie zależy od obciążenia, a raczej zależy w niewielkim stopniu z uwagi na rezystancje strat w przetwornicy.
Ale zwróćmy uwagę jeszcze na jeden punkt w schemacie pokazanym na rysunku 2a. Gdy pomierzymy napięcie na nóżce 2 układu scalonego UC3845, to otrzymamy zawsze wartość 2,5V. Takiego żąda UREF na wejściu nieodwracającym wzmacniacza operacyjnego. Duże wzmocnienie w pętli nie pozwoli, abyśmy odczytali tu jakiekolwiek różnice. A napięcie na wyprowadzeniu 1? To COMP i wyjście WO (którego celowo autor nie nazywa teraz wzmacniaczem błędu, co było wyjaśnione w części 2).
Tu napięcie silnie zależy od obciążenia. Dla mocy ok. 10W zmierzono 2V. Dla 50W – ok. 3V, a dla pełnej mocy 100W – 4,2V. Ale napięcie na tej nóżce to równocześnie napięcie odniesienia dla wewnętrznej pętli prądowej current mode. To potencjał wyznaczający poziom-wartość prądu klucza, do którego pętla ta pozwoli temu prądowi narosnąć. Jeśli potencjał nóżki 1 jest funkcją przetwarzanej mocy, to także współczynnik PWM musi być jej funkcją? To jak to jest? Zależy PWM od obciążenia czy nie?
Rozwiązanie zagadki jest łatwe. Ciągłość/nieciągłość prądu w cewce LOUT przenosi się na ciągłość/nieciągłość w uzwojeniu pierwotnym trafa. To podstawowa i zasadnicza różnica w warunkach pracy transformatora w zasilaczu flyback i forward. Napięcie na nóżce 1 zależy od obciążenia. Wartość prądu w kluczu zależy od obciążenia. Ale w momencie włączenia klucza startuje od innej wartości! Dlatego PWM (niemal) nie zależy od obciążenia przetwornicy typu forward. A w słowie „niemal” ukryte jest to, że pętla ujemnego sprzężenia zwrotnego zawsze zadba o to, by było jak należy! Inaczej to wygląda statycznie, a inaczej dynamicznie. Jeśli wyjście zażąda więcej mocy (prądu), to reakcją pętli musi być wydłużenie czasu włączenia klucza.
A jeśli częstotliwość pracy jest stała, to skróci się czas oddawania prądu z LOUT (jeśli układ pracuje w warunkach przewodności ciągłej CCM). A więc efekt odwrotny od oczekiwanego! Faktycznie, dynamicznie tak to wygląda. A jeśli ująć całe zagadnienie matematycznie, to powiemy, że w charakterystyce pojawiło się (wspomniane w części 1 opracowania) RHP zero. Bo faktycznie takie są fizykalne powody tego faktu.
Dla usystematyzowania, załóżmy, że skokowo wzrośnie obciążenie. W pierwszej chwili zmniejszy się napięcie wyjściowe i sprzężenie zwrotne poinformuje o tym stopień regulacji PWM. Czas włączenia klucza musi wzrosnąć, aby napompować LOUT większym prądem, dostosowując się do nowych warunków obciążenia. Lecz statycznie wartość UWY wyznaczona jest średnią wartością napięcia w węźle katod diody DOUT. Więc nawet przy większym obciążeniu układ wejdzie w głębszy stan CCM (większego prądu w LOUT i w transformatorze), lecz PWM musi wrócić do wartości zadanej relacją między UOUT i przetransformowanym napięciem w obwodzie wtórnym transformatora.
W dwutaktowej przetwornicy flyback jest podobnie. I tu także zachowanie jest prostsze, gdy układ pracuje w trybie przewodności nieciągłej DCM. Gdy jest faza trzecia i wzrost czasu włączenia klucza nie musi odbywać się kosztem skrócenia czasu przekazania energii do wyjścia, co zresztą można uznać za wadę trybu pracy ze stałą częstotliwością kluczowania. Lecz tryb DCM ma inne wady, biorące się z faktu, iż jest wtedy większa różnica między szczytową i średnią wartością prądu.
Natomiast istotna różnica dla dynamiki pętli jest taka, że flyback przy wzroście obciążenia pozostanie na większym wypełnieniu PWM, gdyż tu czas włączenia klucza bezpośrednio przekłada się na ilość zaczerpniętej energii i (w drugim takcie pracy) przekazanej do wyjścia. Tutaj ew. przeregulowania (w wartości współczynnika PWM) mogą wynikać z oscylacyjnego charakteru dochodzenia do stanu równowagi, a to ma miejsce przy małym marginesie stabilności.
Mimo obszerności opracowania, które kończymy, nie można powiedzieć, że praca obu zasilaczy została opisana wyczerpująco. Jednak świadomość, gdzie tkwią problemy, to już połowa sukcesu ich rozwiązania.
Facebook
Twitter
Linkedin
Kup teraz
