Porównanie zasilaczy forward i flyback cz.2 - PFC, sprzężenie zwrotne, obwód mocy

Zasilacze forward kontra flyback

Porównanie pracy obu układów przeprowadzimy, posługując się oscylogramami zdjętymi z poprawnie pracujących obu przetwornic. Rysunki 2a i 2b pokazują uproszczone schematy obu zasilaczy (co także wymagało odrysowania z fizycznych płytek). Obie przetwornice pracują w trybie current mode. Ale czy to CCM, czy DCM?

Zależy to od obciążenia. Jeśli zasilacz będzie docelowo pracował w wąskim zakresie zmian prądu obciążenia, można zaprojektować go jako CCM bądź DCM. Ale jeśli zakres obciążenia jest szeroki, trzeba zaplanować pracę w obu trybach, co bynajmniej nie ułatwia optymalnego zaprojektowania charakterystyki sprzężenia zwrotnego (feedback).

Podobnie jest z zakresem napięcia wejściowego. Porównywane tu zasilacze pracują w szerokim zakresie napięcia sieci: od 100VAC do 240VAC, czyli w sieci europejskiej i amerykańskiej. W każdych warunkach zasilacz ma pracować bezpiecznie, lecz trudno powiedzieć, że dla każdych warunków został zaprojektowany optymalnie. Kompromisów, które należy w tej sytuacji uwzględnić, jest wiele. Skupimy się na kwestiach najistotniejszych, rozróżniających obie konfiguracje.

Zanim odwołamy się do oscylogramów, przyglądamy się schematowi na rysunku 2a i b. Okazuje się, że określenie forward/flyback nie w pełni charakteryzuje układ. W szczególności, jaki to forward? Kluczową sprawą w przetwornicach forward jest zagadnienie resetowania rdzenia po każdym cyklu kluczowania. To sprawa bardzo ważna. Jej niedopełnienie ma bardzo przykre konsekwencje. Strumień magnetyczny w rdzeniu transformatora będzie narastał.

Jeśliby nawet narastał bardzo powoli, szybko dojdzie do nasycenia. A nasycenie rdzenia skutkuje drastycznym spadkiem indukcyjności i... katastrofa gotowa! Istnieje kilka technik resetowania rdzenia w przetwornicy przepustowej. Tutaj zastosowana jest najstarsza i najprostsza. Za pomocą dodatkowego uzwojenia zwracającego energię do głównego kondensatora filtrującego.

W celu uporządkowania porównanie obu układów przeprowadzimy w zakresie: obwód PFC, transformator, pętla sprzężenia zwrotnego, warunki pracy tranzystora kluczującego oraz kondensatorów na wejściu i wyjściu zasilacza.

Rys.2a Schemat zasilacza forward

Obwód PFC

Tu akurat nie ma czego porównywać. Obwody te wykonano bowiem zupełnie inaczej. W układzie z rysunku 2a mamy porządny aktywny power factor correction. Klasyczną przetwornicę boost step-up. Tego typu układ można by z powodzeniem zastosować także w zasilaczu z rysunku 2b (może być identyczny). Ale nie na odwrót. W wersji flyback wykonano bardzo uproszczony obwód, który poprawia nieco współczynnik mocy, ale nie może konkurować z układem z rysunku 2a.

Ewentualnie za zaletę konfiguracji flyback można uznać, że tego typu półśrodek zda tu egzamin, ale power factor nie będzie bliski jedności. Każde rozciągnięcie czasu fazy czerpania prądu zza mostka Graetza skutkuje poprawą współczynnika mocy. I ten układ to realizuje. Ale jak to działa?

Prąd zza mostka doprowadzony jest do środkowego odczepu pierwotnego uzwojenia transformatora i nie ma bezpośredniego połączenia z głównym kondensatorem filtrującycm (bulk capacitor). Na kondensatorze tym zmierzymy napięcie aż ok. 370V, ale jak to możliwe? Otóż każde włączenie klucza przetwornicy dodatkowo ładuje też (prądem) indukcyjność LA. A ta wysysa prąd z sieci nie tylko w chwilach jej szczytu. I to wszystko!

Skuteczność poprawy współczynnika mocy nie jest wielka i silnie zależy od obciążenia zasilacza. Na kondensatorze CBULK wytwarza się natomiast wyższe napięcie za sprawą samoindukcji uzwojenia 5-6. To tak zwane napięcie boostera. Booster nie jest pomysłem nowym, i zrobimy tu krótki przerywnik na powtórkę z historii. Stosowany był już w pierwszych odbiornikach OTV (także czarno-białych). Diodę (tu D6, tam lampę np. PY88) nazywano usprawniającą.

Obwód odchylania poziomego pracował na napięciu 800V, mimo że był zasilany z ok. 200–250V. Co dodatkowo ciekawe, odbiorniki te nie miały oddzielnego zasilacza! Lampowe Rubiny/Elektrony pracowały (układ odchylania poziomego) na napięciu ok. 1000V, a zasilane były napięciem 370V z zasilacza z transformatorem sieciowym, dużym i ciężkim.

W najbardziej popularnych Rubinach 714 (w latach 70. i 80.) dioda usprawniająca była już diodą selenową, a w odchylaniu pracowała tylko jedna lampa. I wszystko dlatego, że lampy znosiły duże napięcia, ale nie znosiły dużych prądów. Już wracamy do tematu, ale właśnie z tamtych czasów pochodzi pomysł podwyższania napięcia metodą boostera (i autor uznał, że szkoda byłoby tego nie przypomnieć).

Przyglądając się schematowi z rysunku 2b, można obrazowo powiedzieć że człon D6-LA ma działanie pompujące energię do stopnia przetwornicy flyback. Tego typu działanie było z kolei dobrze znane w czasach tyrystorowych układów odchylania, gdzie stabilizacja polegała na kontroli zwracanej energii, nie jej pompowania.

Rys.2b Schemat zasilacza flyback

Porównanie pętli sprzężenia zwrotnego

W obu wersjach mamy ten sam sterownik i ten sam tryb (current mode) po stronie pierwotnej. Po stronie wtórnej tu i tu kostka ‚431 + transoptor. A jednak w obwodach sprzężenia zwrotnego widzimy istotne różnice.

O wartości napięcia wyjściowego w obu przypadkach decyduje napięcie odniesienia elementu ‚431 wraz z rezystorami w obwodzie jego bramki (R – reference). W obu układach zastosowano także potencjometr pozwalający na dokładne ustawienie napięcia U_WY. Proste przeliczenie potwierdza, że mniej więcej w pozycji połowy nastawu PR-ka napięcie to powinno przyjąć wartość +12V. I choć układ scalony ‚3842/3845 zawiera w sobie wzmacniacz błędu, tutaj wzmacniaczem błędu jest właśnie ‚431.

Widzimy różnice w obszarze kształtowania charakterystyki częstotliwościowej sprzężenia zwrotnego, co realizują niepozorne kondensatorki (plus rezystor) ‚w lokalnej pętli sprzężenia zwrotnego 431. W układzie z rysunku 2a dodatkowo mamy kondensator wyprzedzający fazę (100nF włączony równolegle do górnego rezystora dzielnika – 39kΩ).

Gruntowna analiza doboru tych kilku elementów to wystarczający temat na odrębne opracowanie. Ale my idziemy dalej. W układzie z rysunku 2b widzimy dwa transoptory pracujące równolegle. Wzmacniaczem błędu jest IC2. I zawsze wzmacniacz błędu (error amplifier) może i musi być tylko jeden. Tutaj jest nim IC2. IC4 pełni funkcję strażnika na wypadek błędów w torze stabilizacji. Slangowo powiemy, że na fotodiodę tego transoptora pracuje tyrystor SCR51. W obwodzie jego bramki widzimy 12-woltową diodę Zenera i dzielnik złożony z dwóch rezystorów.

To one wraz z napięciem progowym bramki wyznaczają margines, na ile ten obwód ochrony pozwoli wzrosnąć napięciu wyjściowemu powyżej 12V. Wyzwolenie tyrystorka spowoduje przejęcie kontroli nad sprzężeniem zwrotnym przez tranzystor transoptora IC4. W węźle kolektorów (obu transoptorów) zaznaczono węzeł sumacyjny, traktując stan niski jako aktywny (choć mamy tu sumowanie sygnałów analogowych, nie logicznych). Wyzwolenie tyrystora powinno całkowicie zdusić pracę przetwornicy.

Tyrystor jest elementem pamiętającym (stan włączenia). Mimo to, nie należy się spodziewać trwałego wyłączenia zasilacza. Gdy napięcie na wyjściu opadnie do wartości bliskiej zeru, tyrystor puści i obwody startowe powinny spowodować kolejną próbę uruchomienia zasilacza. Jeśli błąd w obwodzie stabilizacji jest trwały, sytuacja powtórzy się i zaobserwujemy próbkowanie przetwornicy. Stan taki jest bezpieczny, i dla przetwornicy, i dla zasilanych z niej obwodów.

A co z pętlą sprzężenia zwrotnego po gorącej stronie zasilacza? Spora jej część wbudowana jest w sterownik 3842/3845 (na razie przyglądamy się układowi z rysunku 2b). Jako wejście obwodu sprzężenia zwrotnego przewidziana jest nóżka 2 IC (jest ona opisywana jako FB). Nóżka ta podłączona jest trwale do masy, co w pełni dezaktywuje wzmacniacz błędu w 3842. Wejście nieodwracające wzmacniacza błędu podłączone jest wewnętrznie do skompensowanego U_REF=2,5V. A wejście odwracające do masy.

Wyjście WO przyjmie wtedy trwale stan wysoki. Wyjście wzmacniacza błędu wyprowadzone jest także na nóżkę układu scalonego (n.1) z zamiarem podłączenia tu (między n.2 i n.1) elementów kompensacji częstotliwościowej pętli. Tutaj sygnał sprzężenia zwrotnego – wchodzi na n.1 (oznaczoną COMP) układu scalonego. Wyjście wzmacniacza błędu w UC3842/3845 jest typu otwarty kolektor i współpracuje z nim źródło prądowe o wydajności 0,5 miliampera (ten fragment wyraźnie zaznaczono na rysunku 2b).

Wysoki stan wyjścia WO to wyłączony tranzystor (na jego wyjściu), a więc EA (w 3842) w ogóle nie ingeruje w pracę pętli. Tranzystor transoptora IC2 pracuje wprost na źródło prądowe 0,5mA w 3842. Taki stopień wzmacniacza w konfiguracji wspólnego emitera, obciążony dużą impedancją dynamiczną (źródło prądowe), wykazuje bardzo duże wzmocnienie napięciowe.

I ono jest decydujące w pętli, w której (dla porządku) należy wyróżnić następujące obwody wpływające na transmitancję: generator PWM plus stopień kluczowania (przetwarzania energii) oraz obwody strony wtórnej, w szczególności pojemność i ESR kondensatorów na wyjściu, a dalej stopień ‚431 (z jego lokalnym feedbackiem), CTR (charakterystyka przejściowa – Current Transfer Ratio) transoptora i właśnie stopień wzmocnienia napięciowego tranzystora (fototranzystora) obciążonego źródłem prądowym.

To zewnętrzna, napięciowa pętla stabilizacji. Jak przystało na tryb current mode, trzyma ona pieczę nad wewnętrzną pętlą prądową. Zauważmy, że kolektor tranzystora w transoptorze połączony jest wprost z wejściem odwracającym komparatora K. Na jego wejście nieodwracające trafia informacja o prądzie uzwojenia pierwotnego trafa, pozyskana ze źródła kluczującego MOSFET-a.

Obowiązkowy człon RC składa się z elementów R9, C5 o bardzo krótkiej stałej czasowej, pozwalającej jedynie wyczyścić pozyskany sygnał z zakłóceń (spowodowanych głównie pojemnościami widzianymi w drenie klucza, a także charakterystyką odzyskiwania zdolności zaporowych przez diodę na wyjściu przetwornicy). Aktualne napięcie na kolektorze transoptora IC2 oraz wartość rezystora R8 (jedynie 0,13Ω) wyznaczają poziom, do którego pętla prądowa pozwoli narosnąć prądowi w obwodzie pierwotnym transformatora. I cała zabawa polega na tym, by tę porcję energii przemnożoną przez częstotliwość pracy (gdy układ pracuje w trybie DCM) dostosować do mocy, jaką aktualnie pobiera wyjście. Tak, aby napięcie wyjściowe cały czas utrzymywać na poziomie 12V. Jak to wygląda w układzie z rysunku 2a?

Strona wtórna rozwiązana jest podobnie, aczkolwiek brak tu ochrony nadnapięciowej, jak to jest w rozwiązaniu konkurencyjnym. Po pierwotnej (gorącej stronie) widzimy natomiast, że wzmacniacz błędu w 3845 jest aktywny. Jak to możliwe? Powiedzieliśmy że wzmacniacz błędu może być tylko jeden. Zatem przyjrzyjmy się temu obwodowi dokładniej. Nietrudno dostrzec że lokalna pętla sprzężenia zwrotnego tego wzmacniacza operacyjnego czyni z niego wzmacniacz o wzmocnieniu równym… jeden! Dokładniej, minus jeden (a równoległy kondensator załamuje tę charakterystykę przy 62 kilohercach).

Odwrócenie fazy w tym miejscu pociągnęło za sobą konieczność wyjścia z emitera transoptora (a nie z kolektora jak poprzednio). W przeciwnym razie byłaby to pętla dodatniego, a nie ujemnego sprzężenia zwrotnego. Porównajmy: tu wtórnik emiterowy (wzmocnienie napięciowe = 1), tam stopień wzmacniacza OE obciążony dużą impedancją. W tym układzie niemal całość wzmocnienia napięciow‚ ego pętli spoczywa na niepozornym 431. Dokładna analiza, jakie ostatecznie wzmocnienie jest w całej pętli i jaka jest jego charakterystyka w funkcji częstotliwości, jest zadaniem trudnym, ale bardzo ważnym, jeśli mamy powiedzieć, że układ został dobrze zaprojektowany.

Czynników, które trzeba wziąć pod uwagę, jest wiele, jak choćby (łatwy do przeoczenia) punkt pracy samego transoptora. Najprostszym sposobem ratowania stabilności pętli jest wprowadzenie dominującego bieguna, lecz nie można wtedy powiedzieć, że szybkość zasilacza jest maksymalna możliwa. Co więcej, trudno mówić o optymalnym projekcie, jeśli układ ma pracować w szerokim zakresie obciążenia i/lub napięcia wejściowego. I tutaj nasuwa się dygresja do porównania w zakresie PFC.

Zastosowanie prawdziwego obwodu PFC z rysunku 2a ma szersze konsekwencje. Oba zasilacze deklarują pracę w szerokim zakresie napięcia sieci (100 do 240VAC). W przypadku aktywnego obwodu PFC napięcie na jego wyjściu jest wstępnie stabilizowane. Wprawdzie z powodu powolnej pętli stopnia PFC wystąpią duże tętnienia na głównym kondensatorze filtrującym.

To jednak dużo mniej niż zakres zmienności tego napięcia w uproszczonym PFC z rysunku 2b, kiedy napięcie C_BULK jest mniej więcej proporcjonalne do wejściowego AC. Należy zauważyć, że projekt zasilacza z preregulatorem PFC jest prostszy, aniżeli bez niego. Zatem cel stosowania porządnego PFC może być podyktowany nie tylko chęcią poprawy współczynnika mocy (co jest jeszcze ważniejsze w przypadku przetwornic rezonansowych, które wkrótce zagoszczą na łamach EdW).

Porównanie obwodów mocy

Właściwości transformatora mają ogromne znaczenie. Jak duże były trafa (50Hz) w zasilaczach liniowych? Przywołany wcześniej transformator Rubina 714 przenosił moc ok. 300W (według niektórych źródeł – znacznie więcej). To mniej więcej tyle, co przeciętny zasilacz komputerowy, w którym trafo jest wielkości 3...4-watowego klasycznego trafka sieciowego. Głównym celem zwiększania częstotliwości pracy przetwornic jest efektywniejsze wykorzystanie elementów indukcyjnych. Mimo to, flyback nie wykorzystuje rdzenia zbyt efektywnie. Pracuje on ze składową stałą (namagnesowania). W przetwornicach forward wygląda to nieco lepiej, choć w trybie przewodności nieciągłej DCM rdzeń magnesowany jest jednokierunkowo.

W każdym razie problemy związane z wykorzystaniem trafa sprawiają, że przy większych mocach (i/lub prądach) wybierana jest konfiguracja forward. Na zdjęciu tytułowym widać, że transformatory w obu zasilaczach są mniej więcej jednakowej wielkości. A forward musi mieć jeszcze indukcyjność magazynującą energię po stronie wtórnej. Tu jest jeszcze trzecia indukcyjność (nie licząc gabarytowych elementów EMI). To indukcyjność PFC, ale dlatego, że tu wykonano porządną przetwornicę PFC.

Widoczne są tu także problemy, które przemawiają za konfiguracją flyback, gdy potrzeba więcej napięć wtórnych aniżeli jedno. Ale tu jest tylko jedno. Z transformatora przetwornicy pobierane jest także zasilanie na potrzeby sterownika po gorącej stronie zasilacza. W wersji flyback dodatkowe uzwojenie (praktycznie) kilku zwojów cienkim drutem, plus dioda, kondensator i załatwione.

W przetwornicach forward tak pozyskane napięcie nie jest stabilizowane! Dlatego obwód zasilania UC3845 w układzie z rysunku 2a jest o wiele bardziej rozbudowany, czego na rysunku tym już nie pokazano. W układzie tego zasilacza (przykładowego forward) pracują także dwa wzmacniacze operacyjne LM393. Jeden po pierwotnej, drugi po stronie wtórnej. Ich funkcja to prawdopodobnie zabezpieczenia, czego autor (z uwagi na trudności reverse-enginering) już nie odrysowywał. Pozyskanie zasilania LM393 po stronie wtórnej na rysunku 2a pokazano.

Pozyskane tą drogą napięcie ma wartość ok. 28V (choć wtórne tylko +12V). Należy jednak zauważyć że +28V nie jest dobrze stabilizowane. Na potrzeby niniejszego opracowania, po dokonaniu pomiarów, wymontowano transformatory i rozebrano dla celów dydaktycznych. Warto bowiem przyjrzeć się konstrukcji samego trafa. Indukcyjność pierwotnego uzwojenia transformatora w układzie forward wynosi ok. 3,5mH.

Tyle samo ma uzwojenie dodatkowe (resetujące rdzeń). Oba mają identyczną liczbę zwojów (54 zwoje), aczkolwiek to drugie nawinięte jest cienkim drutem. Jednakowa liczba zwojów uzwojenia resetu i głównego nie jest bezwzględnym wymogiem, choć najczęściej tak się stosuje. Wtedy najłatwiej utrzymać dobre sprzężenie między tymi uzwojeniami, a ograniczenie na współczynnik wypełnienia (aby rdzeń zdążył się zresetować) wynosi 50%.

Takie ograniczenie wbudowane jest w sterownik 3845 (i to go odróżnia od 3842). Trafo jest tak nawijane, aby indukcyjności rozproszone (niesprzężone) były jak najmniejsze. I faktycznie, po zwarciu uzwojenia wtórnego, pomiar pierwotnego wykazuje spadek z 3,5mH do mniej niż 50 mikrohenrów. Pomiar indukcyjności wtórnego uzwojenia wykazuje wartość nieco ponad 40uH, co się zgadza z przeliczoną liczbą zwojów (6 – wtórne i 54 – pierwotne, a indukcyjność rośnie z kwadratem liczby zwojów).

Uzwojenie zasilania (wyprowadzenia A i B na rysunku 2a) to tylko 3 zwoje cienkiego drutu. Warto zwrócić uwagę, że uzwojenie pierwotne nawinięte jest w dwóch warstwach (po połowie, 27 zwojów jako warstwa pierwsza i ostatnia). Stwierdzono, że wykonane jest ono bardzo starannie. Błędy w tym zakresie mogą zniweczyć cały projekt porządnego zasilacza.

Poprawne zaprojektowanie trafa to poważne wyzwanie i nie ma jednego jedynego prawidłowego rozwiązania. Ten zasilacz pracuje z częstotliwością ok. 65kHz i prądy w wersji forward nie zawierają tak wielu harmonicznych jak konkurencyjny flyback, gdzie wtórne uzwojenie nawinięte jest trzema przewodami równolegle (6 zwojów). Dla porównania pomierzono też indukcyjność PFC tego zasilacza. Warto dodać że indukcyjność PFC nawinięta jest licą (złożoną z wielu cienkich drucików).

Tutaj bowiem częstotliwości prądów są wyższe i zjawisko naskórkowości (wypychania prądu przez pole magnetyczne do zewnętrznej warstwy przewodu) jest wyraźniejsze. Będąc przy indukcyjnościach w zasilaczu forward, nie można pominąć L_OUT. To ta cewka gromadzi energię i filtruje wraz z kondensatorami C_OUT napięcie wyjściowe. L_OUT to zaledwie 65uH i jak się okazuje, to wystarczy. Nie jest to jednak mała cewka. Gwarantowany prąd wyjściowy zasilacza to 8,5A, a prąd szczytowy w L_OUT może być niemal dwukrotnie wyższy (i przy tej wartości rdzeń nie może się nasycać).

Teraz transformator wersji flyback: wielkość porównywalna, choć rdzeń nie jest optymalnie wykorzystywany. Uzwojenie pierwotne L_4-6 wykazuje indukcyjność 470uH. Podział uzwojenia z odczepem 5 to 14 plus 20 zwojów (14 od strony drenu tranzystora) i podobnie jak w trafie forward nawijane w pierwszej i ostatniej warstwie. Uzwojenie wtórne to jedynie 6 zwojów stosunkowo grubego drutu. Wszystkie uzwojenia nawijane są dwoma przewodami równolegle (co jest kompromisem między pojedynczym przewodem a licą). Sprzężenie uzwojenia pierwotnego z wtórnym jest tu także bardzo silne. Zwarcie wtórnego i pomiar pierwotnego skutkuje spadkiem indukcyjności z 470 do 18 mikrohenrów.

W wersji flyback nie trzeba resetować rdzenia. Trzeba natomiast zadbać o skuteczne odzyskanie lub rozproszenie energii części indukcyjności rozproszonej uzwojenia pierwotnego. Czyni to klasyczny gasik (snubber) złożony z diody, kondensatora i rezystora uwidoczniony w obwodzie drenu tranzystora kluczującego (rysunek 2b). Podbicie napięcia na drenie względem potencjału kondensatora głównego jest zależne od przenoszonej mocy.

Bez obciążenia jest bliskie zeru (praca flyback bez obciążenia jest równie krytyczna, jak przy obciążeniu pełnym). Przy 10 watach to już 70V. Przy 50W to ok. 95V, a przy pełnym obciążeniu 100W dochodzi do ok. 115V. To nie jest dużo i potwierdza solidne wykonanie transformatora. Jeszcze lepiej o tym fakcie potwierdza przeliczenie rozpraszanej mocy.

Rezystor snubber złożony jest z 10 oporników SMD o wypadkowej rezystancji 26kΩ. Przy maksymalnym zmierzonym napięciu (podbiciu gasika) 115V rozpraszana jest moc zaledwie ok. 0,5 wata. Kalkulując maksymalne napięcie na kluczu, należy owo 115V dodać do napięcia kondensatora głównego. A to (zmierzono tylko dla sieci 230VAC) jest zmienne.

W zakresie pojedynczych watów przetwarzanej mocy napięcie to jest bliskie szczytowemu AC sieci, czyli 320V. W zakresie średnich mocy utrzymuje się na poziomie 370V, by w górnym zakresie mocy znów opadać do ok. 330–340V. W trzeciej i czwartej części artykułu przyjrzymy się już oscylogramom dającym głębszy wgląd w to, jak obie przetwornice pracują. I dopiero wtedy wyciągniemy wnioski dla warunków pracy tranzystorów-kluczy, a także kondensatorów filtrujących.