Serwisy partnerskie:
Close icon
Serwisy partnerskie

Tranzystory: Sterowanie MOSFET-ami cz.3 - Straty cieplne podczas przełączania

W poprzednim odcinku omówiliśmy pracę MOSFET-a w roli przełącznika – klucza oraz straty, związane z wydzielaniem się ciepła w rezystancji otwartego tranzystora (P = I2 * RDSon). Ale starty cieplne występują też podczas przełączania. Wtedy daje o sobie znać wpływ wewnętrznych pojemności MOSFET-a.
Article Image

Przeładowanie pojemności

Na początek trzeba raz na zawsze wyjaśnić pewien drobny, ale istotny szczegół. Otóż przyczyną strat przełączania są wewnętrzne pojemności, ale zwykle nie jest problemem energia i moc potrzebna do samego przeładowania tych pojemności. Straty powstają gdzie indziej, o czym za chwilę.

Rys.1 Model włączania tranzystora

Do naładowania pojemności potrzebna jest jakaś porcja energii. W uproszczonym modelu z rysunku 1, aby włączyć (otworzyć) tranzystor, musimy naładować pojemność CG ze źródła o napięciu UG. Aby go wyłączyć, musimy rozładować pojemność CG.

Nie wchodząc w szczegóły, przy takim cyklicznym przeładowywaniu pojemności, ze źródła zasilania (+UG) pobierana jest moc zależna od pojemności, napięcia i częstotliwości przełączania, a niezależna od rezystancji RG:

P = CG * (UG)2 * f

Po pierwsze moc ta jest w praktyce niewielka. Możemy policzyć moc dla w miarę realnych wartości: pojemności równej 5nF, napięcia 10V i częstotliwości 100kHz:

P = 5*10-9F * (10V)2 * 1*105Hz
P = 5*10-9F * 1*102V2 * 1*105Hz
P = 5*10-2W
P = 0,05W = 50mW

Po drugie, ta niewielka moc wcale nie wydziela się w tranzystorze. Pojemność CG tylko gromadzi i oddaje energię, a straty występują tylko w (zewnętrznej) rezystancji RG. Obliczyliśmy moc potrzebną do sterowania, pobieraną ze źródła zasilającego obwód bramki. A nas interesuje przede wszystkim moc strat cieplnych wydzielana w tranzystorze.

Tranzystory - straty przełączania

Straty przełączania wynikają głównie z faktu, że MOSFET pracujący jako klucz – wyłącznik nadal pozostaje elementem liniowym, analogowym o ograniczonej szybkości. Problem w tym, że przełączanie nie następuje natychmiast, a wskutek wspomnianych pojemności jest procesem trwającym jakiś czas. I właśnie podczas procesu przełączania tranzystor otwiera się albo zamyka, ale nie skokowo, dwustanowo, tylko płynnie. Jego ogromna rezystancja, w stanie zatkania wynosząca wiele megaomów, w ciągu jakiegoś czasu płynnie zmniejsza się do wartości RDSon. I podczas takiego płynnego przełączania przez chwilę płynie przezeń prąd o dużej wartości i występuje na nim napięcie o dużej wartości, a to oznacza duże chwilowe straty mocy (p = u * i).

Przeanalizujmy dokładniej proces przełączania. Najpierw przy obciążeniu rezystancyjnym. Gdy obciążenie ma charakter pojemnościowy albo indukcyjny, zależności są podobne, ale też występują znaczące różnice, co musimy omówić w dalszej części cyklu.

Rys.2a Włączony MOSFET i 2b wyłączony MOSFET

Gdy tranzystor jest zatkany, moc strat jest równa zeru – rysunek 2a. Gdy tranzystor jest w pełni otwarty (rysunek 2b), spadek napięcia na nim jest mały, a wręcz bardzo mały (UT = I*RDSon ~ 0) i wydziela się w nim niewielka moc strat:

PT = UT*I = I2*RDSon

Natomiast w rezystancyjnym obciążeniu wydziela się bardzo duża moc:

PL = UL * IL
PL ≈ UZAS * UZAS/RL)
PL = (UZAS)2/RL

Rozważmy przykład dla napięcia zasilania 30V, obciążenia 6,8Ω i tranzysotra IRF3205 w obudowie TO-220 o napięciu U(BR)DS = 55V i RDSon = 8mΩ zilustrowany na rysunku 3. Prąd pracy to 4,4A, moc wydzielana w obciążeniu to 132W, spadek napięcia na RDSon to tylko 35,2mV, więc moc strat wydzielanych w tranzystorze to zaledwie 0,155W.

Rys.3 Straty przełączania - przykładowy schemat

Nawet gdybyśmy przyjęli dwa razy większą rezystancję RDSon = 16mΩ po nagrzaniu tranzystora, moc strat wydzielająca się w tranzystorze nadal będzie niewielka (0,31W) i problemu nie widać. Na pewno tak pracujący tranzystor nie potrzebuje radiatora. Rezystancja termiczna obudowy TO-220 wynosi około 62°C/W, więc przy mocy strat 0,31W temperatura struktury wzrośnie niewiele, o mniej niż 20 stopni.

Owszem, ale tak jest tylko w stanie stabilnym, ustalonym. Natomiast podczas procesu przełączania tranzystor płynnie się otwiera i płynnie rośnie płynący przezeń prąd. Ten rosnący prąd, przepływając przez rezystancję obciążenia RL, wywołuje na niej rosnący spadek napięcia, a to oznacza, że na tranzystorze napięcie odpowiednio maleje. W każdym razie w jakiejś chwili napięcia na obciążeniu i na tranzystorze są równe (UT = UL = 0,5*UZAS), a prąd będzie wtedy równy połowie wartości prądu maksymalnego:

IT = IL = 0,5*IMAX ~ 0,5*UZAS/RL

I właśnie wtedy w tranzystorze wydziela się największa moc chwilowa:

P = UT * IT
P = (0,5*UZAS)*(0,5*UZAS/RL)
P = 0,25*(UZAS)2/RL

Tak! Szczytowa chwilowa moc strat to jedna czwarta mocy wydzielanej w obciążeniu podczas pracy!

Kto nie wierzy, może matematycznie zbadać przebieg funkcji mocy względem prądu albo napięcia i znaleźć jej maksimum.

Dla przykładu z rysunku 3, w pewnej chwili podczas przełączania na obciążeniu i na tranzystorze wystąpi napięcie po 15V, co da prąd 6 amperów i moc strat w tranzystorze ni mniej, ni więcej, tylko 33 waty! Ilustruje to rysunek 4.

Rys.4 Moc strat w tranzystorze przy przełączaniu

Wcześniej mówiliśmy, że tak pracujący MOSFET nie potrzebuje radiatora. Gdyby jednak moc rzędu 33W wydzielała się w nim przez dłuższy czas, na pewno spowodowałoby to przegrzanie tranzystora. Dlatego teraz omówimy:

Tranzystory - moc strat dynamicznych

Na początek zwróć uwagę, że wspomniana właśnie szczytowa moc strat zupełnie nie zależy od właściwości tranzystora, w szczególności wcale nie zależy od jego rezystancji nasycenia RDSon, ponieważ maksymalne straty występują w chwili, gdy tranzystor jest częściowo (w połowie) otwarty, ale nie nasycony.

Rys.5 MOSFET - rzebiegi podczas przełączania.jpg

Dla uproszczenia możemy założyć, że podczas przełączania prąd MOSFET-a rośnie liniowo, a więc także napięcia zmieniają się liniowo. Przy obciążeniu rezystancyjnym przebiegi podczas przełączania można przedstawić jak na rysunku 5. Moc strat to iloczyn prądu i napięcia na tranzystorze, co zaznaczone jest kolorem czerwonym.

Zauważ, że średnia moc takich strat dynamicznych zależy zarówno od szybkości przełączania, jak też od częstotliwości przełączania.

Zależność od częstotliwości ilustruje rysunek 6, a zależność moc strat od szybkości przełączania – rysunek 7.

Rys.6 Średnia moc strat dynamicznych w zależności od częstotliwości przełączania
Rys.7 Średnia moc strat dynamicznych w zależności od szybkości przełączania

Nie jest to pusta teoria. Także i Ty możesz w prosty sposób przeprowadzić stosowne testy. Ja w układzie według rysunku 8 wykorzystałem posiadany zasilacz 30V 10A z dodatkowym kondensatorem 2200uF/35V na wyjściu. Moje stanowisko testowe pokazane jest na fotografii 9 (na następnej stronie).

Pierwotnie planowałem, żeby to był odpowiednik układu z rysunku 4. Okazało się jednak, że planowane do roli obciążenia dwa połączone równolegle rezystory drutowe 6,8Ω (widoczne na fotografi i 9) mają za dużą indukcyjność. Dlatego po wstępnych próbach obciążenie złożyłem z sześciu 1-watowych rezystorów 36-omowych. Musiałem też dodać 8-centymetrowy kawałek drutu między drenem MOSFET-a a obciążeniem RL, ponieważ przy bezpośrednim ich przylutowaniu mocno grzejące się rezystory (RL) znacząco nagrzewały też tranzystor.

Rys.8 Schemat układu do testowania mocy strat

Widoczny na fotografii 9, znaleziony w zapasach stary generator impulsów na kostce 74HC14 ma stabilizator 78L05 i daje impulsy 5-woltowe. Aby uniknąć dużej niesymetrii opóźnienia/stromości rosnącego i opadającego zbocza, zamiast IRF3205 musiałem zastosować jakiś MOSFET o obniżonym napięciu bramki, a spośród posiadanych tylko IRLB3034 miał napięcie U(BR)DS wyższe od 30V.

W moim układzie testowym przy napięciu zasilania 30V prąd podczas impulsu wynosi 5A, co daje moc wydzielaną wtedy w (3-omowym, sześciowatowym) obciążeniu RL aż 150 watów. Dla zredukowania tej mocy zastosowałem impulsy sterujące o małym wypełnieniu, około 5%. Czas impulsu to 1ms, okres powtarzania 20ms (50Hz). Podczas takiej pracy średnia moc wydzielana w obciążeniu to około 7,5W, więc jednowatowe rezystory są trochę przeciążone, ale przy dobrym chłodzeniu jest to dopuszczalne.

Aby oscyloskopem mierzyć prąd, włączyłem w obwodzie źródła MOSFET-a rezystor pomiarowy o znikomej rezystancji 5 miliomów, co przy prądzie 5A daje spadek napięcia 25mV i szczytową moc strat 0,125W. MOSFET IRLB3034 według katalogu ma rezystancję RDSon poniżej 2 miliomów.

Praca impulsowa przy wypełnieniu 5% zmniejsza 20-krotnie tylko średnie straty statyczne (przewodzenia), występujące podczas przepływu prądu, zarówno w obciążeniu RL, jak też w rezystancji RDSon i w rezystorze pomiarowym Rs.

Praca impulsowa nie zmniejsza natomiast mocy strat dynamicznych, występujących przy każdej zmianie stanu tranzystora.

Między generatorem i bramką MOSFET-a włączałem obwody RC według rysunku 9, by celowo spowolnić przełączanie. Z „filtrem wejściowym” RG = 4,4kΩ i CG = 100nF przebiegi wyglądały jak na rysunku 10a. MOSFET zrobił się gorący i ledwo dało się go trzymać palcami.

Przebieg czerwony to napięcie na tranzystorze (5V/dz), przebieg niebieski to prąd tranzystora i obciążenia (mierzony jako spadek napięcia na rezystorze pomiarowym Rs = 5mΩ, stąd współczynnik 5mV/dz). Natomiast przebieg zielony to (zrealizowany w oscyloskopie jako operacja matematyczna AxB) iloczyn napięcia na tranzystorze i prądu, czyli przebieg chwilowej mocy strat MOSFET-a.

Z obwodem opóźniającym RG = 1kΩ i CG = 100nF przebiegi wyglądały jak na rysunku 10b, a MOSFET był wyczuwalnie ciepły.

Przy bezpośrednim połączeniu wyjścia generatora do bramki MOSFET-a (bez obwodu RC) tranzystor był zimny (obciążenie RL gorące), a przebiegi wyglądały jak na rysunku 10c. Tu zbocza są bardzo strome i występujące straty mają postać bardzo krótkich impulsów, których na ekranie oscyloskopu w tej skali czasowej nie widać.

Zielone przebiegi to jasny dowód, że nie należy stosować takich „filtrów wejściowych”, ponieważ niepotrzebnie zwiększa to straty przełączania.

Rys.10 Przykładowe przebiegi w układzie testowym

Jednak nie wiadomo dlaczego, w układach realizowanych przez hobbystów zdecydowanie zbyt często spotyka się w obwodzie bramki „filtry RC”, jak na rysunku 9. Może to być efekt skrajnie uproszczonego przekonania, że MOSFET-y są sterowane napięciowo, nie prądowo, więc filtr nie zaszkodzi. Może to też być błędna próba zabezpieczenia przed uszkodzeniem rzeczywiście bardzo delikatnego obwodu bramki.

Trzeba przyznać, że w bardzo nielicznych układach zastosowanie takiego obwodu bramkowego może być świadome, celowe i sensowne. Jednak w ogromnej większości przypadków chcemy minimalizować straty przełączania, więc staramy się skrócić czasy przełączania.

Celowe ograniczanie szybkości przełączania

W rzedkich przypadkach zastosowanie spowalniającego przełączanie filtu RC w obwodzie bramki może być w jakiś sposób uzasadnione.

Trzeba bowiem pamiętać, że bardzo szybkie przełączanie oznacza występowanie w układzie impulsów napięcia i prądu o bardzo ostrych zboczach. A takie ostre zbocza zgodnie z ustaleniami Fouriera oznaczają zawartość (sinusoidalnych) składowych o wysokich częstotliwościach. Te składowe są zakłóceniami i mogą przenikać do innych układów, zarówno drogą przewodową, jak i bezprzewodowo. Obwody, gdzie płyną takie prądy, stają się bowiem antenami, emitującymi zakłócenia.

Takie zakłócenia mogą w różny sposób zaburzać pracę innych urządzeń. Mogą też być większe, niż dopuszczają to obowiązujące normy.

I właśnie dla zmniejszenia zakłóceń sensowne może być dodanie w obwodzie bramki MOSFET-a odpowiednio dobranego obwodu RC. Wtedy szybkość zmian napięć i prądów będzie mniejsza, co zmniejszy zakłócenia, ale zwiększy moc strat w tranzystorze. Dobór takiego obwodu RC powinien wiązać się z testami, obejmującymi pomiar zakłóceń i mocy strat.

W bardzo nielicznych przypadkach zmniejszamy stromość zboczy z jeszcze innych powodów, by zapobiec uszkodzeniu lub błędnej pracy.

Trzeba też wspomnieć o włączaniu w obwodzie bramki nie obwodu RC, ale pojedynczego rezystora szeregowego RG według rysunku 11.

Rys.11 Obwód bramki z pojedynczym rezystorem szeregowym RG

Jeżeli ma on wartość kilku omów, to nie zmienia znacząco czasu przełączania, natomiast może być elementem tłumiącym ewentualne rezonanse w obwodzie bramki – do tego szczegółu jeszcze wrócimy.

Natomiast szeregowy rezystor RG o większej wartości w zauważalny sposób opóźni i wydłuży przełączanie ze wszystkimi tego konsekwencjami. Jeszcze raz przypominam: w ogromnej większości przypadków czasy przełączania MOSFET-a powinny być jak najkrótsze.

A w następnym odcinku przyjrzyjmy się bliżej poszczególnym etapom procesu przełączania.

Tematyka materiału: MOSFET
AUTOR
Źródło
Elektronika dla Wszystkich marzec 2020
Udostępnij
UK Logo