Serwisy partnerskie:
Close icon
Serwisy partnerskie

Wzmacniacze klasy D cz.2 - koncepcja, problemy, wyzwania i rozwiązania

Zgodnie z zapowiedzią zaczynamy omawiać szczegóły związane ze wzmacniaczami mocy audio klasy D.
Article Image

Podstawowa koncepcja - jak działa wzmacniacz klasy D?

Podstawowa zasada pracy wzmacniaczy klasy D, zasygnalizowana już na rysunku 1, jest zaskakująco prosta. Analogowy sygnał audio zamieniony jest na ciąg impulsów o zmiennym wypełnieniu. Metoda przetwarzania sygnału analogowego na impulsy może być dowolna, ale wypełnienie impulsów ma być wprost proporcjonalne do amplitudy wzmacnianego sygnału audio.

Tak przetworzony sygnał impulsowy zostaje podany na stopień mocy, zawierający klucze dużej mocy, pracujące w trybie załącz/wyłącz (tranzystory MOSFET). Wytwarzany jest w ten sposób ciąg impulsów (dużej mocy), których średnia wartość odpowiada wejściowemu sygnałowi analogowemu. Po podaniu tych impulsów na prosty fi ltr dolnoprzepustowy (uśredniający), otrzymuje się wzmocniony sygnał analogowy. Filtr usuwa składniki o wyższych częstotliwościach, a składowe małej częstotliwości przepuszcza do głośnika.

Ogromną i najbardziej w praktyce istotną zaletą takiej koncepcji jest możliwość uzyskania wysokiej sprawności energetycznej, teoretycznie 100%. Jest to niemożliwe w klasycznych wzmacniaczach audio, gdzie tranzystory stopnia wyjściowego pracują liniowo: podczas normalnej pracy są częściowo otwarte, płynie przez nie prąd i występuje na nich spadek napięcia, a to oznacza nieuniknione straty mocy w postaci ciepła P = U * I.

Teoretyczna maksymalna sprawność wzmacniacza klasy B wynosi około 78%, a wypadkowa sprawność rzeczywistych wzmacniaczy klasy AB jest rzędu 50% lub nieco tylko więcej. Sprawność 50% oznacza, że we wzmacniaczu wydziela się w postaci ciepła moc strat, równa jego mocy użytecznej, oddawanej do głośnika. Ciepło to należy rozproszyć do otoczenia, żeby nie przegrzać półprzewodników. Konieczne są do tego odpowiednio duże i skuteczne radiatory.

Rys.1 Podstawowa zasada pracy wzmacniaczy klasy D

We wzmacniaczu klasy D tranzystory w stopniu wyjściowym pracują jako klucze załącz/wyłącz i w idealnym przypadku nie występują w nich straty mocy: gdy klucz jest zwarty, płynie przezeń duży prąd, ale spadek napięcia jest zerowy, więc straty mocy są zerowe; gdy klucz jest rozwarty, występuje na nim napięcie (zasilania), ale prąd ma wartość zero, więc straty mocy też są zerowe.

Idealną, teoretycznie 100-procentową sprawność energetyczną można więc osiągnąć dzięki sprytnej sztuczce polegającej na regulowaniu średniej wartości ciągu impulsów stosownie do chwilowej wartości sygnału audio.

Przedstawioną koncepcję można zrealizować na różne sposoby. W wersji z rysunku 1 zamiana sygnału analogowego na odpowiedni ciąg impulsów prostokątnych jest realizowana za pomocą komparatora, na którego drugie wejście podany jest sygnał o liniowych zboczach: trójkątny albo piłokształtny. Na wyjściu komparatora występuje ciąg impulsów: o częstotliwości takiej, jaką miały impulsy trójkątne i o szerokości proporcjonalnej do chwilowej wartości sygnału audio. Mamy tu prostą realizację modulatora szerokości impulsów PWM (Pulse Width Modulation).

Już intuicja słusznie podpowiada, że aby taki wzmacniacz audio działał prawidłowo, częstotliwość impulsów musi być znacznie większa niż najwyższe częstotliwości przetwarzanego sygnału audio. Za górną granicę sygnałów audio przyjmuje się zwykle 20kHz, a więc częstotliwość impulsów musi być większa. Intuicja związana z pokrewnymi zagadnieniami podpowiada, że większa co najmniej dwukrotnie, a w praktyce musi być co najmniej kilka razy większa niż 20kHz.

We współczesnych wzmacniaczach klasy D częstotliwość impulsów prostokątnych wynosi od 100kHz do nawet kilku megaherców! Do tych kwestii wrócimy, a na razie podkreślmy, że taka prosta koncepcja z rysunku 1 pozwala uzyskać nie tylko 100-procentową sprawność, ale też zerowe zniekształcenia! Tak!

Zwróć uwagę, że taki wzmacniacz nie ma pętli sprzężenia zwrotnego! I nie jest to wadą! Wzmacniacz bez sprzężenia zwrotnego jest bezwzględnie stabilny, nie grozi samowzbudzeniem. A przecież we wzmacniaczach audio właśnie sprzężenie zwrotne jest najczęściej dyskutowanym problemem, uznawanym (słusznie czy nie) za źródło zła wszelakiego. A tu mamy wzmacniacz bez sprzężenia zwrotnego...

Jesteśmy o krok od ideału? Owszem, zerowe zniekształcenia można w nim uzyskać, ale tylko przy odpowiednio dużej częstotliwości impulsów, przy doskonałej liniowości przebiegu trójkątnego, przy zastosowaniu doskonałych kluczy, doskonałego filtru wyjściowego i... przy idealnej stabilności napięcia zasilania. Sytuacja nie jest więc wcale taka wspaniała.

Problemy, wyzwania i rozwiązania związane ze wzmacniaczami klasy D

Stabilność zasilania - wzmacniacze klasy D

Omawianie problemów związanych ze wzmacniaczami klasy D zrealizowanymi według rysunku 1 zacznijmy od problemu stabilności zasilania. To oczywiste, że w idealnym przypadku amplituda impulsów z zespołu kluczy, podawanych na fi ltr i na głośnik, jest dokładnie równa wartości napięcia zasilania. A więc jakiekolwiek zmiany napięcia zasilania będą mieć bezpośredni wpływ na amplitudę impulsów, a tym samym na wartość średnią przebiegu i średnie napięcie na głośniku.

Mówiąc inaczej: omawiany wzmacniacz klasy D według rysunku 1 jest w istocie układem mnożącym napięcie zasilania przez współczynnik zależny od chwilowej amplitudy sygnału wejściowego. Niestety, prosty wzmacniacz klasy D według rysunku 1 ma zerową zdolność tłumienia tętnień zasilania. Może mieć znakomite parametry, ale pod warunkiem, że napięcie zasilania będzie idealnie stabilizowane. Omawiana cecha to poważna wada praktyczna powodująca, że wzmacniaczy realizowanych według tej prostej koncepcji... praktycznie nie ma.

Sprzężenie zwrotne - wzmacniacze klasy D

Aby wyeliminować, a przynajmniej zredukować wpływ wahań napięcia zasilania, można wykorzystać różne sposoby. Sposobem bodaj najprostszym, „podręcznikowym”, jest wprowadzenie sprzężenia zwrotnego z wyjścia na wejście. Prostą realizację tej koncepcji pokazuje rysunek 2. Do wcześniejszego układu dodajemy wzmacniacz błędu. Teraz na wejście komparatora podajemy różnicę sygnału wejściowego i wyjściowego. W ten sposób układ sprzężenia zwrotnego pilnuje, żeby sygnał wyjściowy był taki sam, jak sygnał wejściowy.

Rys.2 Wprowadzenie sprzężenia zwrotnego z wyjścia na wejście

Z jednej strony polepsza to parametry, w tym zdecydowanie zmniejsza wpływ tętnień zasilania (które zwykle mają niską częstotliwość 100Hz, rzadziej 50Hz). Ale z drugiej strony dodanie obwodu sprzężenia zwrotnego rzeczywiście ma pewne wady, na przykład wprowadza oczywiste ryzyko samowzbudzenia, gdy wskutek przesunięcia fazy sprzężenie z ujemnego staje się dodatnie.

Problem ten dotyczy wzmacniaczy klasy D nawet bardziej niż klasycznych, między innymi dlatego sygnał sprzężenia zwrotnego z reguły pobierany jest w nich sprzed filtru wyjściowego LC, gdzie występuje jeszcze przebieg prostokątny, a nie z głośnika, gdzie sygnał jest już odpowiednikiem przebiegu wejściowego i gdzie faza sygnału, ale może być i zwykle jest tam przesunięta przez filtr LC.

Rys.3 Schemat z karty katalogowej  wzmacniacza PAM8403 (2 x 3W)

Wprowadzenie do wzmacniacza klasy D obwodu sprzężenia zwrotnego jest więc w sumie złem koniecznym. Jak się jeszcze dowiemy, dla polepszenia właściwości wzmacniacza stosowane są rozmaite rozwiązania, ale w kartach katalogowych układów scalonych zazwyczaj jest bardzo mało szczegółów na ten temat, a często nie ma ich wcale.

Fot.4 Tani i popularny wzmacniacz - PAM8403

Trzeba zaakceptować fakt, że dziś dużo łatwiej kupić wzmacniacz klasy D, niż dowiedzieć się szczegółów o jego budowie i działaniu. I tak na schematach blokowych wielu scalonych wzmacniaczy klasy D nie są zaznaczone obwody sprzężenia zwrotnego (ani wewnętrzne, ani zewnętrzne). Rozważmy przykład. Rysunek 3 pochodzi z karty katalogowej taniego i popularnego wzmacniacza PAM8403 (2 x 3W) – fotografia 4.

Nie widać tu żadnego wewnętrznego obwodu sprzężenia zwrotnego (zewnętrznego też nie ma), jednak wszystko wskazuje, że jakiś rodzaj sprzężenia zwrotnego wykorzystano, ponieważ typowy współczynnik tłumienia tętnień zasilania (1kHz) wynosi 55dB, a jak pokazuje rysunek 5, przy częstotliwości 100Hz tłumienie tętnień wynosi ponad 60dB, czyli ponad 1000 razy.

Rys.5 Współczynnik tłumienia tętnień zasilania

Można się domyślać, że schemat blokowy jest uproszczony i że wewnętrzny obwód sprzężenia zwrotnego tam istnieje, jak pokazano na schemacie blokowym innego bardzo taniego i popularnego wzmacniacza PAM8610 (2 x 10W) – fotografia 6, którego fragment zamieszczony jest na rysunku 7 i w którym tłumienie tętnień zasilania w całym pasmie akustycznym wynosi około 60dB.

Fot.6 Wzmacniacz PAM8610

Jak wspomnieliśmy, parametry wzmacniacza klasy D zależą też od szeregu różnych czynników. Między innymi od liniowości przebiegu trójkątnego lub piłokształtnego. Ale to znikomy problem, bo po pierwsze potrafi my wytwarzać takie przebiegi o dobrej liniowości, a po drugie sytuację polepsza obecność sprzężenia zwrotnego, które redukuje ewentualne zniekształcenia. Zdecydowanie większy problem, a właściwie ograniczenie, dotyczy wyjściowego stopnia mocy.

Rys.7 Fragment schematu wzmacniacza PAM8610

Rezystancja RDSon - wzmacniacze klasy D

Zarówno sprawność energetyczna, jak i zniekształcenia zależą od właściwości użytych kluczy, którymi obecnie są tranzystory MOSFET. Jeśli chodzi o sprawność, na pewno znaczenie ma rezystancja MOSFET-a w stanie otwarcia RDSon, bo płynący prąd wywołuje na niej spadek napięcia. Tu trzeba wspomnieć, że obecnie dostępne są tranzystory o znikomej wartości rezystancji RDSon, rzędu 1 milioma.

Łatwo policzyć, że podczas przewodzenia, gdy w szereg połączona jest rezystancja RDSon rzędu 1 milioma i rezystancja obciążenia, powiedzmy 4 omy, straty mocy w rezystancji RDSon są mniejsze niż 1/1000 mocy dostarczanej do głośnika, a to dawałoby szansę na uzyskanie sprawności energetycznej tego stopnia ponad 99,9%. Niestety, w praktyce pomysł okazuje się nierealny: tak duża sprawność dotyczyłaby pracy statycznej, uwzględniającej tylko straty przewodzenia, ale bez uwzględnienia strat przełączania.

Czasy i straty przełączania a wzmacniacze klasy D

W rzeczywistości MOSFET-y – klucze są przełączane z dużą częstotliwością, w praktyce najczęściej 250kHz…600kHz, a jak wiadomo, każdy MOSFET ma wewnętrzne pojemności, zaznaczone na rysunku 8. Po pierwsze pojemności te trzeba cyklicznie przeładowywać z dużą częstotliwością, co już wymaga jakichś ilości energii. Po drugie, pojemności te, zwłaszcza CDG, spowalniają proces przełączania, a to oznacza występowanie w strukturze tranzystora dużo większych strat omowych (P = I2R) w krótkich momentach, gdy tranzystor jest w trakcie przełączania, gdy płynie przezeń prąd i występuje na nim napięcie. Ilustruje to w pewnym uproszczeniu rysunek 9.

Rys.8 Każdy  MOSFET ma wewnętrzne pojemności
Rys.9 Przełączanie MOSFET-a

W grę wchodzi kilka czynników. Z jednej strony, aby zmniejszyć straty przewodzenia na rezystancji RDSon, należałoby stosować tranzystory o małej wartości tej rezystancji. Niestety, z konieczności, tranzystory takie mają większą powierzchnię struktury, a tym samym mają też większe pojemności wewnętrzne, co wiąże się ze zwiększonymi stratami przełączania. Straty przełączania można w pewnym stopniu zredukować przez zwiększanie prądów sterujących, co skraca czas przełączania, ale to z kolei zwiększa koszt układu sterującego i ma też pewne inne wady.

Niezbędny jest rozsądny kompromis, równoważący straty oraz koszty realizacji. Okazuje się, że w praktyce dla danej częstotliwości pracy i danego układu sterującego należy wybrać MOSFET-y o takiej wielkości struktury, by zrównoważyć straty na RDSon i straty przełączania, co jest zilustrowane na rysunku 10. Nie jest to jednak ściśle ustalone raz na zawsze, bowiem sytuacja zmienia się wskutek postępu technologicznego.

Rys.10 Zrównoważenie strat na RDSon i strat przełączania

Problemy z przełączaniem mają też wpływ na zniekształcenia. W idealnym kluczu przełączanie powinno być natychmiastowe. W rzeczywistym natychmiastowe nie jest (rysunek 9), ale to nie byłoby problemem, gdyby opóźnienie było, powiedzmy, symetryczne i niezmienne. Niestety, w rzeczywistości oprócz spadku napięcia na rezystancji RDSon, problemem mogą być niejednakowe czasy włączania (ton) i wyłączania (toff), wynikajace choćby z niesymetrii obwodu sterującego bramką (bramkami). Asymetria czasów włączania i wyłączania powoduje i zwiększa zniekształcenia.

W systemie bez sprzężenia zwrotnego według rysunku 1 byłby to poważny problem, tym większy, czym wyższa byłaby częstotliwość przełączania, natomiast w systemach ze sprzężeniem zwrotnym także i stąd pochodzące zniekształcenia są redukowane przez to sprzężenie. Są to istotne czynniki, ponieważ czasy przełączania mogą wynosić kilkadziesiąt do stu nanosekund, czyli rzędu 0,1 mikrosekundy, a przy częstotliwości przełączania 1MHz cały cykl trwa 1 mikrosekundę.

Jak się więc okazuje, jednym z głównych problemów jest przełączanie, będące przyczyną i strat, i zniekształceń.

Filtr LC - wzmacniacze klasy D

Problemy dotyczą też uśredniającego filtru wyjściowego. Jak pokazują rysunki 1, 2, jest to prosty filtr LC. Przy elementach idealnych problemu by nie było. Natomiast w rzeczywistym filtrze LC podczas takiej pracy wystąpią straty, co można zilustrować obecnością rezystancji strat, pokazanych w uproszczeniu na rysunku 11.

Jeśli chodzi o kondensatory, najtańsze kondensatory ceramiczne o większej pojemności mają dielektryk z tzw. ceramiki ferroelektrycznej, co wiąże się z dużą wartością rezystancji strat ESR. Dużo mniejszą rezystancję ESR mają kondensatory foliowe, zwłaszcza polipropylenowe, ale są one zdecydowanie droższe, co ma znaczenie przy masowej produkcji. W sumie jednak rezystancja strat kondensatorów ESR jest znacznie mniejszym problemem niż rezystancja strat w cewkach.

Rys.11 Dolnoprzepustowy filtr LC

Po pierwsze trzeba wziąć pod uwagę rezystancję drutu. Łatwo zapamiętać, że rezystywność miedzi to 0,018Ωmm2/m, czyli 18mΩ na metr i milimetr kwadratowy. Oznacza to, że 1 metr drutu o przekroju 1mm2 ma rezystancję 18 miliomów. W cewkach filtrów wielu wzmacniaczy klasy D stosowane są druty cieńsze, co nawet przy niewielkiej liczbie zwojów i niewielkiej sumarycznej długości daje znaczącą rezystancję miedzi.

Druga sprawa to straty mocy w rdzeniu cewki. Czym wyższa częstotliwość, tym wyższe są straty w rdzeniu, wynikające z histerezy i prądów wirowych. Dla zmniejszenia rezystancji drutu należałoby stosować rdzenie o jak największej przenikalności magnetycznej, bo pozwala to uzyskać potrzebną indukcyjność przy małej liczbie zwojów.

Niestety, materiały o dużej przenikalności mają bardzo duże straty przy większych częstotliwościach. Dla zmniejszenia strat w rdzeniu trzeba zastosować materiał o mniejszej przenikalności, co z konieczności zwiększa liczbę zwojów. Podobnie jak w innych zastosowaniach, trzeba znaleźć rozwiązanie nie tyle optymalne, co kompromisowe. Trzeba zastosować cewkę, gdzie straty w miedzi byłyby zrównoważone ze stratami w rdzeniu, a jedne i drugie powinny być możliwie małe. Ponadto we współczesnych miniaturowych urządzeniach cewka powinna być jak najmniejsza, a jej cena jak najniższa.

Miniaturyzacja i optymalizacja kosztów nie sprzyja więc sprawności energetycznej. W pewnym stopniu nie sprzyja też zniekształceniom, ponieważ „wyżyłowana” cewka, pracująca na granicy możliwości rdzenia (blisko nasycenia), będzie mieć nieliniową charakterystykę.

W następnym odcinku nadal będziemy analizować szczegóły budowy i działania wzmacniaczy impulsowych.

Tematyka materiału: wzmacniacze klasy D
AUTOR
Źródło
Elektronika dla Wszystkich czerwiec 2019
Udostępnij
UK Logo