Odkrywamy schematy: zasilacze komputerowe cz.2 - układ SG6105

Układ SG6105 - schemat, budowa, działanie

Na rysunku 6 pokazano uproszczony schemat blokowy tego układu. SG6105 pracuje na stałej częstotliwości. Zawiera wewnętrzny generator 65kHz i nie ma możliwości jego przestrajania bądź ustawienia innej częstotliwości. Wyjście przeznaczone jest do sterowania stopniem pośredniczącym w konfiguracji push-pull. Zawiera dwa wyjścia o pełnej symetrii.

Ponieważ ta cecha jest bardzo ważna, na rysunku 6 wyraźnie wyeksponowano schemat stopnia wyjściowego, a także modulator PWM i wzmacniacz błędu (EA – Error Amplifier). Układ pracuje w czystym trybie napięciowym (voltage mode). O aktywności wyjścia decyduje stan przerzutnika RS oznaczonego P1 na rysunku 6.

Rys.6 Wyeksponowany schemat stopnia wyjściowego,  modulatora PWM i wzmacniacza błędu

Przerzutnik ustawiany jest impulsem z oscylatora, a kasowany z wyjścia modulatora PWM. To tzw. modulacja trailing edge – regulacja tylnego zbocza impulsu. Ale oba wyjścia OP1 i OP2 aktywne są naprzemiennie, co realizuje drugi przerzutnik T (najprostszy dzielnik /2). Dlatego na bramki wyjściowe (bramki iloczynu, jeśli traktujemy jako aktywny sygnał wysoki) podane są sygnały odpowiednio z wyjść Q i \Q przerzutnika P2.

Na nóżki układu scalonego wyprowadzone są oba wejścia i wyjście wzmacniacza błędu. Wejście nieodwracające opisane jest jako SS (Soft Start), bo służy do dołączania kondensatora miękkiego, czyli płynnego startu. W układ scalony wbudowane jest i źródło prądowe ładujące ten kondensator, i napięciowe, polaryzujące wejście „+” wzmacniacza błędu.

Źródło prądowe ma stałą wydajność (8uA), zatem nachylenie zbocza na wejściu nieodwracającym jest jednoznacznie wyznaczone przez pojemność kondensatora SS. Służy on do wyznaczenia czasu miękkiego startu. Po osiągnięciu poziomu 2,5V napięcie utrzymuje się na tej wartości, co jest skompensowanym napięciem odniesienia dla całej pętli stabilizacji ujemnego sprzężenia zwrotnego głównej przetwornicy.

Na wejście odwracające EA (Error Amplifier) należy podać sygnał sprzężenia zwrotnego z obwodu stabilizowanego napięcia. Podczas pracy układ zawsze ma na wejściu „–” napięcie 2,5V. Dzielnik rezystancyjny może kontrolować napięcie w obwodzie +12V lub +5V. Lecz dobrą praktyką jest, aby prosty dzielnik sumator jednocześnie monitorował oba napięcia z wagami odpowiadającymi mocy czerpanej z obu źródeł.

Oczywiście, nie ma wtedy możliwości regulacji tych napięć z osobna. Lecz ma to wpływ na regulację skrośną – krzyżową (cross-regulation), czyli zmniejszanie/podwyższanie jednego z napięć przy dociążaniu drugiego. Mówimy jedynie o napięciach +5V i +12V, gdyż 3,3V i +5Vstandby, a czasem też –12V, mają oddzielne pętle regulacji i stabilizacji.

Wyjście wzmacniacza błędu (EA – Error Amplifier) jest także wyprowadzone na zewnątrz US – nóżka 16 w celu dołączenia elementów kompensacji częstotliwościowej pętli. To wzmacniacz z niskoimpedancyjnym wyjściem napięciowym, dlatego elementy RC służące do odpowiedniego ulokowania biegunów i zer charakterystyki przejściowej należy podłączyć między wyjście i wejście odwracające.

Sam wzmacniacz błędu (EA) dysponuje w otwartej pętli wzmocnieniem na poziomie 60dB i pasmem jednostkowym (Unity Gain Bandwidth) równym 1MHz. Wyjście wzmacniacza błędu podane jest wprost na wejście drugiego wzmacniacza operacyjnego, który pracuje jako komparator i jest to jak przystało na czysty tryb napięciowy voltage mode, modulator PWM. Na jego wejście nieodwracające podany jest przebieg piłozębny z oscylatora.

Dolny poziom skorelowany jest w czasie z impulsem ustawiającym przerzutnik P1. Przerzutnik zostanie zresetowany, gdy piłozębny przebieg osiągnie poziom napięcia na wyjściu wzmacniacza błędu. W ten sposób realizowana jest modulacja szerokości impulsów PWM. Aktywny jest tu początkowy odcinek zbocza piłozębnego i modulacja zwana jest trailing-edge. Przerzutnik P1 może być zresetowany wcześniej lub permanentnie.

Symbol sumy (często rysuje się bramkę OR, gdyż w tym miejscu mamy czyste sygnały logiczne) oznacza, że P1 może być zresetowany sygnałem nadzorcy (supervisor). Sporą część układu SG6105 zawierają nadzorujące obwody kontrolne. Angażują także sporą liczbę nóżek tego układu, dlatego jest on w obudowie 20-nóżkowej. Ale za to cały zasilacz PC może bazować na tym jednym układzie scalonym bez dodatków.

Obecność rozbudowanych obwodów kontrolujących napięcia wyjściowe jest bardzo niekorzystna dla zastosowań niekonwencjonalnych i przeróbek zasilacza. SG6105 kontroluje napięcia +12V, +5V i +3,3V, czy nie są zbyt wysokie (OVP – Over Voltage Protection) i nie za niskie (UVP – Under Voltage Protection). Progi są ustalone fabrycznie, bez możliwości zmian. Można kontrolować także napięcie ujemne –12V i/lub –5V na UVP.

Układ sprawdza też w sposób pośredni wartość wejściowego napięcia sieciowego. Można także kontrolować przeciążenie (OPP – Over Power Protection), lecz skuteczność tego zabiegu zależy od zewnętrznych obwodów aplikacji. SG6105 przyjmuje sygnał Power-ON i wypracowuje – wystawia sygnał Power Good. Obwody ochronny i nadzoru spełniają też wymagania czasowe standardu ATX, co daje bardzo skuteczną i poprawną ochronę, lecz tylko dla zasilacza komputera stacjonarnego ATX.

Na rysunku 6 obwody supervisora narysowano w maksymalnym uproszczeniu. Aż cztery nóżki trzeba było dodać, aby zmieścić w środku dwa stabilizatory, odpowiedniki TL431. Jeden przeznaczony jest dla obwodu stabilizacji 3,3V, a drugi dla +5Vstandby. Celowość tego zabiegu wydaje się wątpliwa, gdyż często nie warto ich wykorzystać. Umieszczenie dyskretnego ’431 w innym miejscu płytki niewiele rozbudowuje sprzęt, a może uprościć obwód druku płytki PCB.

W analizowanych przez autora zasilaczach stwierdzono, że zwykle jeden ’431 w SG6105 pozostaje niewykorzystany. SG6105 zasilany jest pojedynczym napięciem +5V z zasilacza standby. Lecz tu także jest druga funkcja – ochronna: gdy rozpozna napięcie zasilania wyższe niż +7V, zaprotestuje, sprowadzając do niskiego stanu linię Power Good. A sam sterownik jest odporny na napięcie zasilania aż do +16V.

Opis zasilacza komputerowego z układem SG6105

Budowa układu scalonego SG6105 dość jednoznacznie narzuca jego aplikację. Wszystkie schematy z tym układem będą bardzo zbliżone. Dwa schematy znajdują się w jednym pliku (ZasilaczPC_Schemat- nr1-nr2.pdf) w Elportalu. Jako bazowy schemat przyjmiemy „Schemat-nr1”, a potem w „Schemat-nr2” odnotujemy tylko różnice względem pierwszego.

Stopień kluczujący pracuje tu w półmostku z bipolarnymi tranzystorami 2SC2625. To porządne tranzystory w obudowie TO-247, 400/450V, 10A i aż 80W. W tej konfiguracji każdy tranzystor zaznaje maksymalnego napięcia kolektor-emiter na poziomie zasilania, czyli niewiele ponad 300V. Przy poprawnym sterowaniu bazy wytrzyma katalogowe 450V. Diody inwersyjne, antyrównoległe między emiterem a kolektorem, są tu konieczne ze względu na obciążenie indukcyjne.

Stopień kluczujący pracuje na uzwojenie pierwotne transformatora T1. Występuje tu pełna symetria przebiegów. Równie aktywny jest impuls dodatni, jak i ujemny. Średnie napięcie w półmostku to połowa zasilania. Tak się dobrze składa, że za mostkiem prostowniczym napięcia sieciowego dysponujemy połową napięcia zasilania na dwóch kondensatorach głównych.

Podpinając się drugim końcem uzwojenia transformatora do węzła pośredniego między kondensatory C3 i C4, teoretycznie po obu stronach (uzwojenia) powinniśmy mieć tę samą składową stałą (to samo napięcie średnie, choć „połowa zasilania” jest sztywna, tylko gdy obwód przełączony jest na sieć 115VAC). Nie można na to liczyć. Kondensator blokujący jest konieczny.

Przecież nawet bardzo małe niezrównoważenie składowej stałej na indukcyjności prowadzi do katastrofy – nasycenia rdzenia. Kondensator włączony szeregowo z uzwojeniem pierwotnym transformatora upodabnia schemat do tego, co widzimy w przetwornicach rezonansowych. Lecz w tym przypadku pojemność jest duża, a charakter pracy zupełnie inny. Kondensator C5 podłączony jest do węzła połowy napięcia (między C3 i C4). Tak jest najlepiej ze względu na pełną symetrię. Ale równie dobrze, w przypadku jednego kondensatora głównego, może być podłączony do masy lub do HV.

Aby faktycznie przebiegi w półmostku były symetryczne, sterowanie obu kluczy tę symetrię musi zapewniać. Jeden tranzystor (Q4) to klucz dolny (low side switch), a drugi (Q3) górny (high side switch). Sterowanie górnego tranzystora jest zawsze kłopotliwe. Jest możliwe wykonanie przesuwnika poziomu sterującego nim i tak jest w wielu nowszych scalonych sterownikach przetwornicy półmostkowej.

Ale tu zastosowano sposób najprostszy – transformator. Załatwia on przy okazji inną bardzo ważną funkcję. Zauważmy, że tylko właściwy półmostek znajduje się w części gorącej przetwornicy, po stronie niebezpiecznego napięcia sieciowego. Scalony sterownik, i oczywiście strona wtórna transformatora, znajdują się po stronie zimnej, izolowanej.

W zasilaczu nie ma żadnego transoptora, nie licząc U4 w przetwornicy standby. Ani w torze sprzężenia zwrotnego, ani dla przeniesienia sygnału włącz/wyłącz, co jest konieczne w konfiguracjach, gdzie układ scalony pracuje po stronie gorącej. Całą izolację galwaniczną załatwiają dwa transformatory. Główny (T1) i sterujący (T2). Transformator ma także tę wyższość nad transoptorem, że jest w stanie przenieść energię, a nie tylko sygnał.

Tu energii trzeba niewiele, i nawet gdy kluczami są tranzystory bipolarne, załatwi to mały transformatorek. Nietrudno w takim układzie uzyskać pełną symetrię sterowania obu kluczy, a symetrię drivera zapewnia budowa SG6105.

Popatrzmy na obwody sterowania baz Q3 i Q4. Teoretycznie wystarczyłoby podpięcie baz wprost do uzwojeń wtórnych trafa sterującego (T2). Ale bardzo pożądane jest wpięcie w obwód bazy niewielkiego źródła napięciowego, stanowiącego o asymetrii napięcia w kierunku dodatnim i ujemnym na bazie, względem emitera Q3 i Q4. Wtedy możemy liczyć na pracę przy U_CB0, które jest zawsze wyższe od U_CE0 tranzystora. Napięcie to tworzy się samoistnie na kondensatorach C9 i C10. To niestety są kondensatory elektrolityczne i bywa kłopot, gdy tracą pojemność.

Analizując przebiegi, przyjrzymy się jedynie sterowaniu dolnego tranzystora. Ale symetria układu powinna zapewnić i symetrię przebiegów. Trzy starannie dobrane rezystory, plus D8 i C9 (D9 i C10) zapewnią poprawność sterowania, jakie należy się tranzystorom bipolarnym: niezbyt głębokie nasycenie i szybkie odprowadzenie ładunku z bazy w fazie wyłączania. Ale przyglądając się schematowi,

Czytelnik zauważy że transformator T1 nie jest sterowany wprost z wyjścia półmostka... Dodatkowe kilka zwojów (wyprowadzenia 5–8) na transformatorze T2 to zabieg kosmetyczny, ale pomysłowy: oznacza wprowadzenie niewielkiego dodatniego sprzężenia zwrotnego w obwód sterowania baz. Bez tego układ też będzie poprawnie pracował. Wrócimy jeszcze do tego.

A teraz przyjrzyjmy się obwodowi sterującemu między wyjściem układu scalonego a transformatorem drivera. To czysty push-pull. W stopniu tym pracują dwa małe tranzystorki 2N2222A, a równie często spotyka się tu 2SC945; 50V/100mA – to wystarcza. Kilka elementów dodatkowych to diody D4 i D5, które są wymagane ze względów tych samych co w półmostku – z uwagi na obciążenie indukcyjne.

Wyjścia OP1 i OP2 SG6105 są konfiguracji totem-pole, lecz stan niski, a ten jest aktywny, w najgorszym przypadku może mieć potencjał 0,5V. To za dużo jak na sterowanie bazy tranzystora, którego emiter dołączony jest do masy. Nawet gdyby stan niski OP1 i OP2 był bliski zera, wyłączanie tranzystorów Q1 i Q2 nie byłoby poprawne. Emitery należy „podnieść” o około 1,5V względem masy. Takie źródło napięciowe wytwarza się na D6, D7, C8 w zupełnie podobny sposób, jak czyniły to RCD w obwodzie baz kluczy Q3 i Q4.

Obwód push-pull drivera zasilany jest wyższym napięciem, około 15V, jakie uzyskane jest też z przetworniczki standby. Lecz to napięcie pochodzi z obwodu o dużej rezystancji wyjściowej i jest bardzo miękkie, zależne od obciążenia, więc mamy niemal sterowanie prądowe. Na schemacie nr 1 widzimy rezystor szeregowy R9 o wartości 510Ω, lecz częściej jest to aż 1,5 kilooma. To napięcie na środkowym odczepie push-pull silnie zmienia się wraz ze zmianą obciążenia przetwornicy.

Wykorzystano to, aby w nieco oszukany sposób pozyskać informację dla obwodu OPP (Over Power Protection) w układzie SG6105. Bardziej poprawna aplikacja wykorzysta transformator prądowy (current transformer) i markowe zasilacze takowy wykorzystują.

Pozostała do omówienia strona wtórna transformatora głównego T1 i aplikacja SG6105, gdyż obwód sieciowy EMI oraz prostowanie z ewentualnym podwajaniem pomijamy jako trywialne. Tu ewentualnie należy zwrócić uwagę, iż w takim z jednej strony prostym rozwiązaniu, kondensatory C3 i C4 muszą mieć dużą pojemność. Szczególnie gdy obwód jest przełączony na pracę z zasilaniem 115VAC.

Symetryczny obwód kluczowania pozwala na wykorzystanie struktury symetrycznej po wtórnej stronie transformatora. To zaleta tej starszej topologii, gdyż poprawny jedno- i dwutranzystorowy forward w nowszych zasilaczach PC już takiej symetrii nie wykazuje. Głównymi napięciami po stronie wtórnej są +5V i +12V. Oba wytwarzane tak samo z odpowiednio dobranych odczepów transformatora.

Obwód sprzężenia zwrotnego może podnieść lub obniżyć oba napięcia, lecz relacja między nimi jest jednoznacznie wyznaczona przez liczbę zwojów uzwojeń 8, 9, 10, 11 i 13–14. Trafo T1, jak w każdej przetwornicy przepustowej, energii nie gromadzi. Do tego celu służy cewka L6 po stronie wtórnej. Teoretycznie mogłaby być oddzielna dla każdego napięcia. Ale lepiej jest, gdy wszystkie nawinięte są na jednym rdzeniu. Wtedy lepsza jest regulacja skrośna (cross-regulation).

Przy indukcyjnościach oddzielnych zapewne punkt przejścia między trybem ciągłym CCM i DCM wystąpiłby w różnych momentach. Dopóki tryb we wszystkich cewkach byłby ciągły (CCM), wszystkie napięcia byłyby stabilizowane tak jak w przypadku, gdy wszystkie te indukcyjności nawinięte są na jednym rdzeniu. Ale to zależy od obciążenia poszczególnych gałęzi.

Gdy tryb pracy przechodzi z ciągłego CCM do DCM, relacja wartości U_WY ulega zmianie. Jeśli dzieje się to we wszystkich indukcyjnościach jednocześnie, problemu nie ma, bo ujemne sprzężenie zwrotne dokona odpowiedniej korekty. Dlatego regułą jest, że wyjściowa cewka magazynująca energię jest jedna, a ściślej wszystkie są na jednym rdzeniu. Poza 3,3-woltową, bo ta gałąź ma osobny obwód regulacji napięcia. Także liczba zwojów w obwodach poszczególnych napięć powinna być w tym samym stosunku, jak wartości tych napięć. Wtedy napięcia nie transformują się między sobą.

Na wyjściu transformatora przetwornicy przepustowej (za diodą) mamy dwa poziomy. W tradycyjnym układzie forward jest to przetransformowane U_WE i zero niejako obcinane diodą. Tu jest nieco inaczej ze względu na symetrię. Ale działanie jest takie samo. Obydwa stany kluczowania: włączenie górnego i dolnego klucza w półmostku, daje ten sam wkład dla napięcia wyjściowego. Raz ten wkład przeniesie dioda z uzw. 8–9 (dla 5V), drugi raz jej symetryczny odpowiednik z uzw. 10–11.

Na razie tyle informacji wystarczy. Dokładniej zobrazują to zdjęte oscylogramy. Napięcie –12V pozyskane jest z tych samych odczepów i w ten sam sposób jak +12V. Wyjaśniona już symetria zapewni, że –12V przyjmie tę samą wartość bezwzględną, co +12V. Tu jednak diody są małe, bez radiatora, a uzwojenie L6 nawinięte jest cienkim drutem. Dalej zobaczymy, iż w rozwiązaniach typu tradycyjny forward tak się nie da zrobić, gdyż nie ma symetrii i napięcie ujemne pozyskiwane jest w inny sposób.

Zasilacz ze schematu nr 1 wytwarza także napięcie –5V. Pozyskane jest ono z napięcia –12V stabilizatorem liniowym LM7905. Obwód –5V ma zwykle obciążalność tylko 0,3A, więc straty mocy wyniosą maksymalnie 7V×300mA = 2,1W, co jest do przyjęcia. Napięcie 3,3V pozyskane jest z tych samych odczepów co +5V, więc bez dodatkowych zabiegów przyjmie ono wartość 5V.

Załóżmy, że wykorzystamy teraz tylko jedną połówkę cyklu prostowania. To znaczy zrezygnujemy z jednej z diod (na uzwojeniu 8–9 lub 10–11). Wtedy stwierdzimy, powołując się na symetrię i jednakowy udział obu faz kluczowania, że 3,3V przyjmie wartość 2,5V. A my potrzebujemy wartość pośrednią 3,3V. Wystarczy więc jakoś manipulować jedną gałęzią. A ta manipulacja to sprytny pomysł, zwany wzmacniaczem magnetycznym (MagAmp – magnetic amplifier).

Nazwa jest poprawna, bo niewielkim prądem podmagnesowania dodatkowej cewki z nasycanym rdzeniem można sterować wartością prądu nawet o kilka rzędów wielkości większym. Wzmacniacz magnetyczny wart jest osobnego opracowania. Tutaj poprzestaniemy jedynie na zgrubnym opisie. To co powiedziano wyżej, iż wzmacniacz magnetyczny wystarczy umieścić w jednej gałęzi, nie jest zgodne z tym, co widzimy na schemacie nr 1.

Tak się robi najczęściej, ale na analizowanym schemacie jest nietypowo – inaczej. Nasycane cewki są w obu gałęziach (L3 i L3A) i sterowanie jest też symetryczne. Ma to swoje zalety, gdyż przy dużych prądach w obwodzie +3,3V niesymetria obwodu tego napięcia wpływa na niesymetrię przebiegów w całym transformatorze głównym przetwornicy. Wprawdzie ujemne sprzężenie zwrotne sobie z tym poradzi, ale zdaniem autora lepiej jest tak, jak widzimy na schemacie nr 1.

Obwód regulacji napięcia +3,3V jest bardzo prosty i aż dziwne, że to wystarczy. Kontrolę napięcia i obowiązek wzmocnienia w pętli bierze na siebie malutki ‚431 (tu wykorzystano ‚431 zawarty w SG6105). Dodatkowym wzmacniaczem i elementem wykonawczym do sterowania prądem kasowania nasycanego rdzenia jest mały tranzystorek pnp Q7, tu 2SA1273; 30V/2A. Gdy jest osobna pętla regulacji, to jest i osobny problem jej stabilności. Tu sprawę załatwia, jak zwykle, lokalne sprzężenie elementu ‚431. W kolektorze Q7 widzimy trzy diody. D18 i D27 separują wzajemnie dwie cewki nasycane L3 i L3A i sprawiedliwie rozdzielają między nie prąd kasowania.

A po co i czy nie przeszkadza dioda D28 dołączona katodą do masy? Otóż dzięki niej Q7 pracuje cały czas na aktywnej części swojej charakterystyki. Bez tej diody występowałyby fazy, w których Q7 by się nasycał. Należy także zauważyć, że w fazach aktywnych, kiedy dokonywane jest wstępne podmagnesowanie rdzenia cewki L3 (lub L3A), napięcie w obwodzie tych cewek ściągane jest do wartości ujemnej. W obwodzie stabilizacji napięcia +3,3V zastosowano też kompensację spadku napięcia na przewodach.

Przy dużych prądach i przy tak niskim napięciu jest to uzasadnione. Sygnał na schemacie, opisany +SEN, to sygnał zwrotny pochodzący z obciążenia. W zasilaczu, między nim a przewodami głównymi +3,3V, jest włączony rezystor 10Ω (czasem jest to 100Ω). Ale nawet przy 10 omach prąd płynący przewodem zwrotnym jest niewielki i może to być cienki przewód. Jeśli wystąpi spadek napięcia na głównych przewodach dostarczających zasilanie +3,3V do płyty komputera, napięcie w zasilaczu podniesie się o tyle, aby ten spadek skompensować i stabilizować 3,3V na obciążeniu. W żadnym przypadku nie wystąpi rozpięcie pętli stabilizacji 3,3V, gdyż zabezpieczy to R32, wspomniany 10-omowy rezystor.

Dla kompletu informacji o stronie wtórnej na schemacie nr 1 należy zwrócić uwagę na dodatkowe filtry w obwodach każdego z napięć oraz na obwody gasikowe na diodach kluczujących duże prądy. Dodatkowe filtry LC typu π, filtrujące pozostałości po kluczowaniu, można uznać za banalne, gdy tyle jest problemów, aby zrozumieć pracę całego zasilacza. Często rezystancje tych ceweczek, na poziomie kilku miliomów, są też wykorzystywane przez obwody ograniczenia OCP (Over Current Protection). Tu takie zastosowanie nie ma miejsca.

Pozostała do omówienia aplikacja SG6105. Na nóżkę 1 przychodzi sygnał włączenia zasilacza PS-ON, którego stan aktywny jest niski. Pochodzi on z płyty głównej komputera, natomiast podczas testowania samego zasilacza należy zielony przewód (pin 14 złącza ATX) na stałe zewrzeć z masą. Układ scalony odczeka na ew. drganie styków przełącznika ręcznego i z odpowiednim czasem opóźnienia uruchomi pracę obwodów sterujących, korzystając z napięcia +5V stale pracującej przetworniczki standby.

Również we właściwej kolejności wytworzy i sprawdzi wszystkie napięcia. Napięcia +3,3V, +5V i +12V sprawdzane są zarówno na wartość zawyżoną, jak i zaniżoną, co realizują nóżki 2, 3 i 7. W nieco oszukany sposób sprawdzane jest napięcie ujemne –12V lub –12V wraz z –5V: tylko czy nie jest za małe (UVP). W obwodzie nóżki 6 znajduje się źródło prądowe (64 uA), a prąd wypływa z wyprowadzenia US. Gdy zaś napięcie podniesie się tam ponad 2,1V, układ potraktuje to jako błąd. Odpowiedni próg wartości napięcia ujemnego ustawia się zewnętrznym rezystorem.

Wszystkie pozostałe napięcia kontrolowane są bez udziału jakichkolwiek rezystorów zewnętrznych. Jak już wcześniej stwierdzono, to może być zaletą lub wadą. SG6105 generuje sygnał Power Good na nóżce 10. Sygnał aktywny jest stanem wysokim, a wyjście jest typu otwarty kolektor.

Warto jeszcze zwrócić uwagę na obwody nóżek 16 i 17. To wejście i wyjście wzmacniacza błędu (EA). Obwód RC między nimi zapewnia lokalne sprzężenie zwrotne, decydujące o przebiegu charakterystyki częstotliwościowej. A dioda D12? Ona zabezpiecza przed nasyceniem wzmacniacza operacyjnego w fazach przejściowych, gdy kontrolowane napięcia się zmniejszą. Rezystory R40 i R41 wyznaczają wpływ, jaki mają napięcia +5V i +12V na sygnał sprzężenia zwrotnego.

Korekty napięć można dokonać potencjometrem o niewielkiej wartości VR1. Równolegle do R40 i R41 widzimy obwody RC (R8-C8 i R64-C42). Wprowadzają one do charakterystyki przenoszenia tzw. zera wyprzedzające. Jeśli są dobrze obliczone, dopieszczą przebieg charakterystyki częstotliwościowej. Dla kompletu aplikacji U3 pozostaje jeszcze C26 i R30 i obwód wyprowadzenia 5. C26 to kondensator soft start, a rezystor przy nóżce 19 ustala referencyjne prądy i napięcia w SG6105 – po prostu ma to być 75kΩ. Za pomocą nóżki 5 układ kontroluje napięcie sieciowe. Ale jak?

Sygnał tu doprowadzony opisany jest UVAC. Otóż charakterystyczną cechą przetwornicy przepustowej, w odróżnieniu np. od przetwornicy flyback lub układu rezonansowego, jest to, że w fazie włączenia klucza napięcie na uzwojeniach wtórnych odzwierciedla wartość UWE. Czyli bez aktywnego PFC jest to wartość napięcia sieciowego. Tu mamy dwa klucze. Wartość napięcia sieciowego jest przekazywana w fazie włączenia każdego z nich.

Sygnał dla UVAC pobrany jest zza diod, ale przed cewką uśredniającą napięcia +5V. Wielkość wejściowego napięcia zmiennego odzwierciedla tu amplituda, a nie wartość średnia przebiegu. Dla kontroli UVAC pozostaje jedynie poprawnie dobrać dzielnik rezystancyjny. R16 i R17, podobnie jak rezystory sprzężenia R40, R41 i R42, to rezystory precyzyjne (2%).

A teraz różnice, jakie znajdziemy na schemacie nr 2 (w tym samym pliku z Elportalu). Ta przetwornica jest nieco prostsza. Prawdopodobnie ma mniejszą moc. Choć o tym w większym stopniu decydują wartości i gabaryty elementów niż topologia schematu.

Przede wszystkim stabilizator napięcia 3,3V pracuje tu liniowo, zbijając napięcie +5V MOSFET-em Q5 na jego aktywnej części charakterystyki. Nieuchronne straty mocy to iloczyn napięcia i prądu. O wartości +3,3V decyduje tak samo jak w przypadku poprzednim struktura ‚431 w SG6105. Zastosowano także kompensację spadku napięcia na przewodach, ale tu jest na schemacie błąd: nie powinno być połączenia między n. 2 i 11 łączówki. Wartość 3,3V ustalona jest rezystorami R35 i R39, co po przeliczeniu daje 3,4V. C27 ma ustabilizować całą pętlę.

W aplikacji SG6105 istotnych różnic nie należy się spodziewać. W obrębie wzmacniacza błędu brak tu diody zabezpieczającej przed jego nasycaniem. Napięcie UVAC (noga 5) kontrolowane jest w ten sam sposób, jedynie diody D29 i D30 są oddzielne. To rozwiązanie jest korzystniejsze, aniżeli pobranie napięcia zza diod prostowniczych (+5V). Skromniejsze są obwody gasikowe na diodach kluczujących. Napięcie minus 5V pozyskano w ten sam sposób jak –12V, bez stabilizatora liniowego. Można zaoszczędzić, jak już obliczyliśmy, ok. 2 watów mocy.

Warto też zauważyć, że symetria przebiegów na wyjściu transformatora ma istotne konsekwencje dla sposobu pozyskania napięcia ujemnego. Wystarczy obrócić kierunek diod, a stabilizacja będzie zachowana. W strukturach zasilaczy PC, które pokazano w pierwszym odcinku na rysunkach 3, 4 i 5, tak zrobić nie można. Przekonamy się o tym w kolejnych częściach artykułu analizujących te zasilacze.

Wracając do porównania schematu nr 2 względem nr 1 stwierdzamy, iż przetwornica standby wykonana jest zupełnie inaczej, ale o niej w dalszej części opracowania. W półmostku kluczami są tranzystory MJE13007. Nieco słabsze od 2SC2625, kóre są mniej więcej odpowiednikiem MJE13009. ’13007 to tranzystor w obudowie TO-220, 8A i 400V lub 700V.

Przy sterowaniu bazy, jaki tu widzimy, można liczyć, że wytrzyma 700V. Ale gwarantowane h_FE może być poniżej 10. W pracy jako klucz ważne jest też napięcie nasycenia kolektor-emiter. Ten parametr trudno jest porównać, gdyż dane katalogowe podają go w różnych warunkach pomiarowych. W obu tranzystorach U_CESAT jest na podobnym poziomie i przy pełnym obciążeniu zasilacza może sięgać ok. 1,5V. To napięcie przemnożone przez prąd jest głównym składnikiem mocy wydzielanej w tranzystorze. Straty te są jednak mniejsze, aniżeli w diodach ulokowanych na drugim radiatorze.

Warto też mieć świadomość, iż statyczne straty mocy w wysokonapięciowym tranzystorze polowym pracującym w tych samych warunkach są podobne. Pod tym względem nie należy spodziewać się dużych korzyści w konstrukcjach nowszych, gdzie w półmostku kluczami są MOSFET-y.

Poza tym, na schemacie nr 2 widzimy jedynie w wielu miejscach inne wartości elementów, co nie ma wpływu na działanie zasilacza. Warto jedynie zwrócić uwagę, że C5 blokujący składową stałą w obwodzie pierwotnym transformatora ma tu dwukrotnie mniejszą wartość. To prawdopodobnie konsekwencja mniejszej przetwarzanej mocy. Rezystor R23 w napięciu zasilającym stopień push-pull ma tu większą wartość (1,5kΩ), co sprawi, że tu napięcie to jest bardziej miękkie, bliższe zasilaniu o charakterze prądowym.

W poprzednim schemacie zadbano o ew. pomyłkę przełączenia prostownika w tryb podwajacza. Równolegle do głównych kondensatorów włączono tam warystory. Tu takiej ochrony brak. Inne wartości mają rezystory wyrównujące napięcia na C3 i C4 (R1 i R2). Ważne jest tylko, aby były one jednakowe. Obwód EMI (redukcji zakłóceń impulsowych) jest tu także uproszczony, aby nie powiedzieć, iż niemal go brak. Ze sposobu narysowania transformatora głównego T1 wynika, że jest on inaczej nawinięty. Poprzestaniemy na tak skrótowym stwierdzeniu, choć sposób wykonania trafa jest wyzwaniem samym w sobie i może mieć poważne implikacje.

W dalszej części cyklu przyjrzymy się pracy przetwornicy standby i omówimy oscylogramy ze schematu nr 1 i nr 2 (plik ZasilaczPC_Schemat-nr1-nr2.pdf).