Detektory analizatorów NWT

Detektory liniowe dają sygnał wprost proporcjonalny do napięcia wielkiej częstotliwości, detektory logarytmiczne dają sygnał proporcjonalny do logarytmu napięcia (lub mocy) wielkiej częstotliwości. Przy użyciu sondy logarytmicznej napięcie (moc) sygnału wielkiej częstotliwości może być mierzone z dość dużą dokładnością w szerokim zakresie napięć (mocy), nawet za pomocą przetwornika cyfrowo-analogowego o niezbyt dużej rozdzielczości. Detektory liniowe mają mniejszy zakres dynamiki niż detektory logarytmiczne. Detektory liniowe stosujemy, gdy zależy nam na dokładnym rozróżnieniu niewielkich zmian poziomu sygnału, np. przy pomiarach dobroci metodą pomiaru pasma 3dB. Detektory logarytmiczne stosuje się w sytuacjach, gdy chcemy zmierzyć napięcia w szerokim zakresie napięć, np. badając charakterystykę filtru. Zmontowane układy pokazane są na fotografii tytułowej.

Opis układu

Detektor liniowy wykorzystuje układ AD8361 o maksymalnej częstotliwości pracy 2,5GHz, umożliwiający pomiar wartości skutecznej sygnału (True RMS). Układ ten występuje w dwóch obudowach: MSOP i SOT23. W opisanym układzie wykorzystano układ w obudowie MSOP. Nie wszystkie funkcjonalności opisane w tym artykule są dostępne dla układu w obudowie SOT23. Schemat ideowy układu pokazany jest na rysunku 1.

Rysunek 1.

Napięcie na wyjściu detektora jest 7,5 razy większe niż napięcie w.cz. (dla częstotliwości 100MHz), umożliwia to bardzo łatwe obliczanie wartości mierzonego napięcia w.cz. poprzez pomiar napięcia stałego na wyjściu detektora. Wyjście detektora powinno być obciążone rezystancją większą od 10 kiloomów. Czułość układu (nachylenie charakterystyki) spada wraz ze wzrostem częstotliwości mierzonej. Zmiana czułości układu w dziedzinie częstotliwości nie jest zbyt dużym problemem w wobuloskopie, gdyż łatwo może być skorygowana w trakcie kalibracji za pomocą tłumików o znanej wartości tłumienia. Układ AD8361 może być zasilany napięciem z zakresu od 2,7 do 5V, jednak zalecane jest stosowanie napięcia zasilającego równego 5V. Zastosowanie wyższego napięcia umożliwia pomiar większych napięć w.cz. a tym samym pozwala na osiągnięcie większej dynamiki pomiaru i szerszego zakresu liniowości. Maksymalne napięcie na wyjściu detektora może osiągać wartość równą napięciu zasilającemu pomniejszonemu o 100mV.

Układ umożliwia wprowadzenie przesunięcia (offsetu) napięcia wyjściowego względem 0V w przypadku, gdy układ pomiarowy nie umożliwia mierzenia napięć zbliżonych do 0V. Wartość offsetu w trybie Ground Reference Mode wynosi 0V, w trybie Internal Refference Mode wynosi 350mV, a w trybie Supply Reference Mode offset zależy od napięcia zasilającego (667mV przy zasilaniu 5V i 400 mV przy zasilaniu 3V). Najmniejsze błędy liniowości i najszerszą dynamikę detektora uzyskuje się w trybie Ground Reference Mode. Układ AD8361 zasilany napięciem 5V zapewnia najmniejszy błąd pomiarowy w zakresie 0,04...0,4V napięcia w.cz. W zakresach 0,03...0,04V i powyżej 0,4V błąd pomiaru wzrasta do około 0,75dB.

Dla napięcia 0,02V błąd pomiaru dochodzi do 3dB, co praktycznie ogranicza minimalną mierzoną wartość napięcia w.cz. do około 0,03V (wszystkie pomiary wykonywano przy 100MHz). Liniowość detektora dla niskich napięć w.cz. w przypadku niektórych egzemplarzy AD8361 można znacznie poprawić, polaryzując wejście FLTR (wyprowadzenie 6 układu). Pomysł tej modyfikacji pochodzi z artykułu Improving the Linearity of the AD8361 „Tru-Pwr” RF Detector IC autorstwa N. Greenougha.

Wartość napięcia polaryzującego należy dobrać eksperymentalnie, kierując się jak najmniejszym błędem pomiaru w dolnym zakresie napięć. Opisana modyfikacja umożliwia poszerzenie dynamiki o około 9dB w zakresie niskich napięć, przy błędzie pomiaru nie większym niż 1dB. Impedancja wejściowa układu zależy od częstotliwości mierzonej i zmienia się w zakresie od 225 omów dla 100MHz do 95Ω dla 2,5GHz.

Dopasowanie wejścia układu do impedancji 50Ω najprościej jest uzyskać, dołączając równolegle rezystor o wartości około 68Ω. Dopasowanie takie bardzo dobrze sprawdza się do częstotliwości 500MHz.

Dla prawidłowego działania detektora konieczne jest odseparowanie jego wejścia dla napięć stałych. Pojemność kondensatora separującego nie może być zbyt mała, gdyż z rezystancją wejściową układu AD8361 tworzy filtr górnoprzepustowy, który ogranicza minimalną częstot­liwość pomiaru.

Układ ma możliwość wprowadzenia w tryb obniżonego poboru mocy, opcja ta nie jest w tym układzie wykorzystywana. Pasmo detektora po detekcji sygnału ograniczane jest za pomocą kondensatora podłączonego do wyjścia filtru i napięcia zasilającego. Dobierając kondensator filtru, należy uwzględnić wewnętrzną pojemność układu 27pF, która zawęża pasmo detektora. Zbyt duża pojemność filtru będzie powodować zafałszowanie charakterystyki amplitudowo-częstotliwościowej w przypadku, gdy sygnał mierzony zmienia się zbyt szybko. Prezentowany układ zasilany jest napięciem 8V, a napięcie zasilające 5V wytwarzane jest za pomocą scalonego stabilizatora LP2980IM5-5.0. Na uwagę zasługuje zastosowanie dużej liczby kondensatorów o różnych wartościach pojemności, odsprzęgających zasilanie w szerokim zakresie częstotliwości. Zastosowanie pojemności sprzęgających w.cz. stopnie wzmacniacza i detektora, złożonych z kilku kondensatorów o różnych pojemnościach i różnych częstotliwościach rezonansów pasożytniczych, powoduje, że układ staje się bardziej szerokopasmowy. To był detektor liniowy.

Schemat ideowy detektora logarytmicznego pokazany jest na rysunku 2. Detektor logarytmiczny wykorzystuje układ scalony AD8307 o paśmie 500MHz i dynamice 92dB. Układ AD8307 mierzy sygnały w.cz. od –75 do +17dBm o częstotliwościach do 500MHz. Błąd liniowości pomiaru nie przekracza 0,3dB. Czułość detektora wynosi 25mV na 1dB. Na wyjściu detektora występuje offset wynoszący około 200mV. Minimalny poziom mierzonego sygnału to około –80dBm. W zakresie od –80 do –75dBm detektor ma jednak silnie nieliniową charakterystykę, zatem bez użycia algorytmów korygujących nieliniowość detektora nie powinno się mierzyć napięć niższych niż –75dBm na wejściu (250mV na wyjściu detektora).

Rysunek 2.

Nigdy nie należy mierzyć napięć odpowiadających mocy większej niż +17dBm. Powyżej +17dBm ze wzrostem sygnału mierzonego na wyjściu detektora napięcie zmniejsza się, przez co nigdy nie mamy pewności, czy napięcie mierzone się zmniejszyło, czy też przekroczyliśmy dopuszczalną wartość mierzonej mocy.

Układ AD8307 ma możliwość regulacji zarówno nachylenia charakterystyki, jak i offsetu, ale w opisanym układzie tych funkcjonalności się nie wykorzystuje. Podobnie jak w AD8361, również w przypadku AD8307 istnieje zależność między częstotliwością mierzoną a poziomem sygnału wyjściowego. W przypadku detektora AD8307 ze wzrostem częstotliwości sygnału mierzonego napięcie na wyjściu obniża się. Obniżenie ma stałą wartość, przez co jest bardzo łatwe do skompensowania. Odsprzęgnięcie składowej stałej na wejściu detektora zapewniają kondensatory C11, C16. Wejście układu AD8307 o rezystancji zbliżonej do 1,1 kilooma skonfigurowane jest jako niesymetryczne. Rezystancję wejściową 50Ω uzyskuje się, podłączając równolegle do wejścia opornik 51Ω. Cewka L4 o indukcyjności 3,3nH kompensuje pojemność wejściową detektora, zapewniając bardzo dobre dopasowanie do 50 omów w szerokim zakresie częstotliwości, nieosiągalne przy zastosowaniu samego rezystora. Wejście ENB (enanable – zezwolenie) jest podłączone na stałe do napięcia zasilającego. Wzmacniacz MMIC (monolityczny układ mikrofalowy) na wejściu detektora AD8307 jest opcjonalny, a jego wzmocnienie możemy modyfikować, zmieniając wartość tłumika na wejściu wzmacniacza. Wzmacniacze MMIC budowane są w układzie Darlingtona. Impedancja wejściowa i wyjściowa wzmacniaczy jest bardzo zbliżona do 50 omów. Punkt pracy wzmacniacza ustalany jest za pomocą jednego rezystora w obwodzie zasilania. Wartość tego rezystora zależy od napięcia zasilania, typu zastosowanego wzmacniacza MMIC i wymaganego punktu pracy. Autor wykorzystał układ SNA586, ale można go zastąpić innym wzmacniaczem MMIC, pamiętając, aby punkt kompresji jednodecybelowej zastosowanego wzmacniacza wynosił co najmniej +17dBm oraz o odpowiednim dobraniu opornika zasilającego. Wzmacniacze o niżej położonym punkcie kompresji jednodecybelowej obniżą maksymalny poziom mierzonego sygnału. Zastosowanie dławika w szereg z rezystorem ustalającym punkt pracy zapewnia płaską charakterystykę amplitudowo-częstotliwościową wzmacniacza. Złożenie opornika zasilającego z kilku rezystorów mniejszej wartości ogranicza moc wydzielaną w poszczególnych rezystorach w obwodzie zasilania. W układzie zastosowano dławiki o różnych indukcyjnościach (różnych częstotliwościach rezonansu własnego), aby uzyskać jak najbardziej szerokopasmową pracę układu.

Zastosowanie wzmacniacza MMIC ma szereg zalet: szumy własne wzmacniacza powodują, że mierzone napięcie na wyjściu detektora jest zawsze powyżej 250mV, a więc detektor pracuje zawsze w zakresie liniowym. W przypadku stosowania wzmacniacza MMIC w detektorze nie stosujemy go na wyjściu syntezera DDS, eliminuje to wpływ zniekształceń wzmacniacza na charakterystykę mierzonego układu. Nawet bardzo dobry wzmacniacz, powodujący powstanie harmonicznych na poziomie –50dB, ogranicza dynamikę pomiarową do poziomu harmonicznych. Jest to widoczne jako zniekształcenie charakterystyki amplitudowo-częstotliwościowej mierzonego filtru. W układzie tym filtr pasmowo-przepustowy wydzieli sygnał harmoniczny z mierzonego sygnału, a detektor go zdetektuje. Ten wzmacniacz (a nawet wzmacniacz dużo gorszy) umieszczony na wejściu detektora, w tym też wygnerowany w nim sygnał harmoniczny nie są w stanie wprowadzić istotnego błędu pomiarowego, gdyż błąd ten dodaje się do mierzonego sygnału, który jest dużo silniejszy. Jedyną wadą prezentowanego rozwiązania jest obniżenie maksymalnej dynamiki układu w przypadku nieoptymalnie dobranego wzmacniacza MMIC.

Warto też wiedzieć, że wiele typów wzmacniaczy MMIC ma tendencję do uszkadzania się podczas włączania układu. Wzmacniacze te projektowane są do pracy ze źródłami prądowymi, podczas gdy praktycznie we wszystkich aplikacjach zasilane są ze źródła o stałym napięciu zasilania. Przyczyną uszkadzania wzmacniacza MMIC jest niskie maksymalne napięcie zasilania i ich budowa wewnętrzna, wykorzystująca układ Darlingtona – rysunek 3.

Rysunek 3.

Kondensatory separujące składową stałą wraz z elementami polaryzującymi tranzystory Darlingtona i opornikiem zasilającym, ustalającym punkt pracy wzmacniacza, tworzą dwa obwody o różnych stałych czasowych (przy założeniu równych pojemności na wejściu i wyjściu wzmacniacza). Stała czasowa obwodu wejściowego jest znacznie większa niż obwodu wyjściowego. Po włączeniu zasilania obwód wyjściowy ładuje się szybko, zaś obwód wejściowy znacznie wolniej. Gdy kondensator wyjściowy naładuje się, a wejściowy nie zdąży się jeszcze naładować, na wyjście układu podane jest pełne napięcie zasilające. Przez opornik zasilający nie płynie dostatecznie duży prąd, powodujący powstanie odpowiedniego spadku napięcia.

Dostatecznie duży prąd zacznie płynąć dopiero wtedy, gdy kondensator na wejściu wzmacniacza MMIC naładuje się do napięcia powodującego otwarcie tranzystorów Darlingtona, co spowoduje odpowiedni spadek napięcia na oporniku zasilającym. Najprostszym rozwiązaniem problemu uszkadzania wzmacniaczy MMIC podczas włączania jest zastosowanie pojemności na wyjściu wzmacniacza MMIC około 10 razy wyższej niż na jego wejściu. Układ wzmacniacza MMIC zasilany jest napięciem 8V. Napięcie zasilające układ scalony AD8307 wytwarzane jest za pomocą stabilizatora scalonego LP2980IM5-5.0. Podobnie jak w poprzednim układzie zastosowano dużą liczbę kondensatorów o różnych wartościach pojemności, odsprzęgających zasilanie w szerokim zakresie częstotliwości.

Montaż i uruchomienie

Układ zmontowano na małych płytkach z dwustronnego laminatu szklano-epoksydowego o grubości 0,8mm, głównie z użyciem elementów SMD. Schemat montażowy sond pokazany jest na rysunkach 4 (detektor na układzie AD8361), 5 i 6 (detektor na układzie AD8307).

Rysunek 4.

Rysunek 5.

Rysunek 6.

Grubości i typu laminatu nie należy zmieniać, gdyż ma on wpływ na impedancję falową ścieżek. W przypadku gdy dany kondensator sprzęgający stopnie w.cz. składa się z kilku kondensatorów o różnej pojemności, lutowanych „na kanapkę”, kondensator o mniejszej pojemności ma być przylutowany na spodzie. Optymalnym rozwiązaniem byłoby zastosowanie kondensatorów C10, C20 na płytce sondy AD8307 w obudowie 0603, przylutowanie ich obok siebie i nalutowanie na te kondensatory od góry kondensatora C15, można jednak zastosować również kondensatory w obudowie 0805, jak to jest pokazane w spisie elementów. Wejście układu wzmacniacza mikrofalowego oznaczone jest kropką.

W przypadku, gdy chcemy wykonać opcję bez wzmacniacza MMIC, należy odciąć kawałek płytki drukowanej do miejsca podłączenia opornika R4 i wzmacniacza MMIC, zachowując odpowiednio długi kawałek ścieżki sygnałowej, by móc do niej przylutować gniazdo SMA.

Sondy należy umieścić w metalowej, ekranującej obudowie, a nie w obudowie urządzenia. Autor wykorzystał obudowy zakupione na jednym z portali aukcyjnych. Takie rozwiązanie eliminuje konieczność uciążliwego ekranowania układu. Płytkę montujemy w obudowie bezpośrednio na złączach SMA, co zapewnia wymaganą sztywność konstrukcji i upraszcza montaż. Zasilanie i masa doprowadzone są do sond za pomocą przewodu ekranowanego audio: plus zasilania to pierwsza żyła sygnałowa, wyjście detektora to druga żyła sygnałowa, ekrany obu żył – masa. Wyjście przewodu ekranowanego zakończone jest wtyczką wielostykową.

Układ zmontowany ze sprawnych elementów nie wymaga żadnego uruchamiania. Poprawność działania układu można sprawdzić, dotykając metalowym śrubokrętem wejścia układu (śrubokręt należy trzymać palcami za metalową część, nie izolację), dotknięcie wejścia układu powinno powodować wyraźny wzrost napięcia na wyjściu detektora. Podczas pomiarów należy pamiętać, że zbyt wysoki poziom mierzonego sygnału może uszkodzić sondę. Na zakończenie autor chciałby podziękować Waldkowi 3Z6AEF za cenne uwagi do tekstu.